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功率放大電路范文第1篇

【關鍵詞】功率放大器；偏置電路；靜態(tài)電流；溫度補償

隨著我國對北斗衛(wèi)星通信產(chǎn)業(yè)的進一步投入和推廣，北斗用戶機作為北斗導航系統(tǒng)的重要組成部分引起了廣泛關注[1]。功率放大器是北斗用戶機中必不可少的一部分，其性能的好壞直接影響到北斗用戶機的性能，因此其電路結(jié)構和芯片的選型非常重要。LDMOS功放管具有增益大、輸出功率高、線性度良好、低成本、高可靠性等優(yōu)點[2]，因此成為功率放大器設計的首選器件。然而LDMOS的靜態(tài)電流會隨著溫度變化而變化，這對功率放大器的增益、飽和輸出功率等參數(shù)都有很大影響，在高溫環(huán)境下，這些參數(shù)的變化甚至會導致功率放大芯片損壞，因此設計一種針對LDMOS的溫度補償電路對功率放大器的性能至關重要。

1功率放大器設計

在北斗用戶機的功率放大器的應用中，功率放大芯片的選取非常重要，除了要求功放芯片在北斗頻率上能夠達到要求的功率外，還有考慮最大容許工作電流、最大耗散功率、芯片的結(jié)溫度等因素[3]，并且要留有足夠的余量。本設計在北斗頻率上要求最大輸出功率在10W以上，工作溫度大于75℃，經(jīng)過比較，最終選取HMC308和HMC454為驅(qū)動芯片，以英飛凌公司的LDMOSFETPTFA220121M作為功率放大芯片設計一款北斗用戶機功率放大器。合適的靜態(tài)工作點不僅能保證芯片的正常工作，還會影響功率放大器的最佳匹配負載、效率等參數(shù)[3]，因此選擇正確的靜態(tài)工作點是設計電路的第一步。由datasheet可知，PTFA220121M的偏置電路中柵極電壓為2.5V左右，漏極經(jīng)過一個四分之一波長線接+28V，常溫下功率放大器工作的靜態(tài)電流為150mA。為了向負載傳輸最大功率，需要在電路中加入匹配網(wǎng)絡，使得負載阻抗等于信號源阻抗的共軛，此外，匹配網(wǎng)絡還決定著放大器的駐波比、功率增益、1dB壓縮點等指標是否滿足設計要求。在PTFA220121Mdatasheet中讀取出在1616MHz處的輸入輸出阻抗，利用ADS軟件對芯片做輸入輸出匹配電路，使得功率放大器的功放管工作在趨近飽和區(qū)[4]。由于在北斗頻點上采用微帶線做匹配電路，電路的面積會非常大，所以電路的匹配采用集總器件做匹配電路.對電路PCB進行加工并測試得到其小信號增益為42dB左右，飽和輸出功率在10W以上。在高低溫箱內(nèi)放置兩個功率放大器，以20℃為步進，測試每個功率放大器在-45℃～75℃時的特性，使功率放大器在每個溫度下保持30分鐘后，測得兩個功率放大器PTFA220121M的靜態(tài)電流分別為I1、I2，飽和輸出功率分別為P1、P2，畫出四個參數(shù)隨溫度變化的曲線，如圖1所示。分析數(shù)據(jù)可知，隨著溫度的升高，功率放大器的靜態(tài)電流增加了50mA，即功率放大器在-40℃～75℃內(nèi)的工作點具有正溫度系數(shù)，得出溫度對功率放大器的飽和輸出功率一致性有很大影響。在測試過程中，在沒有加激勵的情況下，當溫度升高到75℃時，功率放大器加電瞬間芯片損壞。功放芯片的結(jié)溫度和工作環(huán)境溫度及芯片本身的功耗有關，當溫度升高時，芯片的靜態(tài)電流增加，使得芯片的功耗增加，這兩個因素同時增大使得芯片的結(jié)溫度超過其能承受的最大溫度，故而損壞，而北斗用戶機實際的工作溫度要求能承受75℃，所以要降低芯片在高溫下的靜態(tài)電流來保護芯片。為了保證功率放大器各性能的穩(wěn)定，在功放芯片的偏置電路中加上溫度補償電路，使柵極電壓隨溫度的升高而降低[5]，保證芯片的靜態(tài)電流在各個溫度下的恒定，從而提高功率放大器性能的一致性。

2溫度補償電路設計

功率放大芯片在工作點附近通常具有正的溫度特性，即在一定的柵壓下，當工作溫度升高時其靜態(tài)電流升高，當工作溫度降低時靜態(tài)電流降低[6]。由圖1的實驗結(jié)果可知，工作溫度的升高使得最大輸出功率的波動很大，本設計通過在偏置電路加一個電壓補償網(wǎng)絡實現(xiàn)溫度的補償[7]。溫度補償電路采用了溫度傳感器LMT84，封裝大小為2.4mm*2.2mm，其輸出電壓隨著溫度的升高而降低。將LMT84的輸出端與PTFA220121M的柵極經(jīng)過電阻相連，通過分析實驗數(shù)據(jù)來分配電阻值，使得溫度升高時柵極電壓下降，計算得到靜態(tài)電流下降的幅度正好抵消靜態(tài)電流增加的幅度，從而保證芯片的靜態(tài)電流不隨溫度變化。對兩個功率放大器做如下處理：在PTFA220121M柵極和地之間接上屏蔽電纜，在非接地電纜的另一端接電位器。將它們放入高低溫箱內(nèi)，溫度設定為-45℃～75℃，每20℃一個步進，功率放大器在每個溫度下存儲30分鐘，測試各個溫度下PTFA220121M的靜態(tài)電流。通過調(diào)節(jié)電位器的阻值使得PTFA220121M的靜態(tài)電流在各個溫度下保持在150mA，用萬用表測試出對應溫度下柵極的電壓，溫度補償電路如圖3所示，PTFA220121M柵極電流為1uA，為了使芯片柵極電壓的波動對A點電壓影響足夠小，選取電阻時保證流過R1的電流I1為50uA左右。LMT84的最大輸出電流為50uA，I2取值為40uA。根據(jù)疊加定理，電路中各器件之間的關系滿足等式(1)、(2)、(3)、(4)，其中UA1、UA2為圖2直線中0℃和20℃對應的電壓值，UB1、UB2為LMT84工作曲線中的0℃和20℃對應的電壓值，計算出各個電阻值，取標稱值為：R1=30kΩ，R2=18kΩ，R3=13kΩ，R4=20kΩ。電路設計時要求溫度不變時UA1的變化范圍為ΔV=±10mV，供電電壓為U，為了求出補償電路中所選電阻和電源芯片輸出電壓的精度，對等式（2）中UA1在R1=30kΩ、R2=18kΩ、R3=13kΩ、R4=20kΩ、U=5V處對R1、R2、R3、R4、U求偏導數(shù)，計算得出ΔR1=±0.8%R1，R2=±1%R2，R3=±3%R3，R4=±60%R4，ΔU=±9%U。由計算結(jié)果可知，R1的變化對UA1的影響最大，所以要求其精度最高，由于市面上常用的貼片電阻最高精度是±1%，所以取R1=(30±1%)kΩ。R4的變化對UA1的影響很小，對其精度幾乎沒有什么要求。電路中供電芯片選用的是LDO，其輸出電壓精度在±1%，滿足設計要求。最后確定電阻值為：R1=(30±1%)kΩ，R2=(18±1%)kΩ，R1=(13±1%)kΩ，R4=(20±10%)kΩ。

3實驗結(jié)果和數(shù)據(jù)分析

加入溫度補償電路的功率放大器實物如圖4所示，其中每個芯片和改進前功率放大器用的芯片都屬于同一批次，常溫下對功率放大器進行測試，輸入1616MHz信號，功率大約為0dBm，測試得靜態(tài)電流為150mA，加電200ms測試出功率放大器的最大電流為650mA左右，最大輸出功率10W以上。將兩個功率放大器放在高低溫箱內(nèi)，按照以20℃為步進、每個溫度下存儲30分鐘的方法測試-40℃～75℃下的靜態(tài)電流，得出靜態(tài)電流I11、I22和飽和輸出功率P11、P22隨溫度變化曲線如圖5所示，可以看出同一個功率放大器在不同溫度下的靜態(tài)電流變化很小，飽和輸出功率的一致性也有明顯改善，并且功放芯片沒有損壞現(xiàn)象4小結(jié)本溫度補償電路設計簡單，易于實現(xiàn)。將改進后的功率放大器用在北斗用戶機中，經(jīng)大量測試顯示，加入溫度補償電路后，溫度在-40℃～75℃時，功率放大芯片的靜態(tài)電流基本一致，增益均在40dB以上，飽和輸出功率均大于10W。這說明，該溫度補償電路對功率放大器在不同溫度下的靜態(tài)電流有很好的補償作用，從而成功避免了因溫度變化而導致芯片損壞情況的發(fā)生。

參考文獻

[1]陳淡,鄭應航.基于藍牙技術的北斗終端通信模塊的設計[J].現(xiàn)代電子技術,2013(23):16-18.

[2]崔慶虎,劉平.基站功率放大器的設計與仿真[J].電視技術,2012(17):82-85

[3]楊樹坤,李俊,唐劍平等.LDMOS微波功放器設計[J].電子與封裝,2014(4):18-21.

[4]韓紅波,郝躍,馮輝等.LDMOS線性微波功率放大器設計[J].電子器件,2007(2):444-449.

[5]BELLANTONIJohn.BiastechniquesforGaNandpHEMTdepletionmodedevices[EB/OL].[2014-06-17]./appliations/defense/gan-products.

[6]耿志卿,曹盼,陳湘國等.一種應用于功率放大器的高精度溫度補償電路設計[J].現(xiàn)代電子技術,2015(3):137-140.

功率放大電路范文第2篇

引言

現(xiàn)有的很多小信號放大電路都是由晶體管或MOS管的放大電路構成，其功率有限，不能把電路的功率做得很大。隨著現(xiàn)代逆變技術的逐步成熟，尤其是SPWM逆變技術，使信號波形能夠很好地在輸出端重現(xiàn)，并且可以做到高電壓，大電流，大功率。SPWM技術的實現(xiàn)方法有兩種，一種是采用模擬集成電路完成正弦調(diào)制波與三角波載波的比較，產(chǎn)生SPWM信號；另一種是采用數(shù)字方法。隨著應用的深入和集成技術的發(fā)展，已商品化的專用集成電路（ASIC）和專用單片機（8X196/MC/MD/MH）以及DSP，可以使控制電路結(jié)構簡化，集成度高。由于數(shù)字芯片一般價格比較高，所以在此采用模擬集成電路。主電路采用全橋逆變結(jié)構，SPWM波的產(chǎn)生采用UC3637雙PWM控制芯片，并采用美國IR公司推出的高壓浮動驅(qū)動集成模塊IR2110，從而減小了裝置的體積，降低了成本，提高了系統(tǒng)的可靠性。經(jīng)本電路放大后，信號可達3kV，并保持了良好的輸出波形。

圖1

1 UC3637的原理與基本功能

UC3637的原理框圖如圖1所示。其內(nèi)部包含有一個三角波振蕩器，誤差放大器，兩個PWM比較器，輸出控制門，逐個脈沖限流比較器等。

UC3637可單電源或雙電源工作，工作電壓范圍±（2.5～20）V，特別有利于雙極性調(diào)制；雙路PWM信號，圖騰柱輸出，供出或吸收電流能力100mA；逐個脈沖限流；內(nèi)藏線性良好的恒幅三角波振蕩器；欠壓封鎖；有溫度補償；2.5V閾值控制。

UC3637最具特色的是三角波振蕩器，三角波產(chǎn)生電路如圖2所示。三角波參數(shù)按式（1）及式（2）計算。

Is=[（+VTH）-（-Vs）]/RT    （1）

f=Is/{2CT[(+VTH)-(-VTH)]}    （2）

式中：VTH為三角波峰值的轉(zhuǎn)折（閾值）電壓；

Vs為電源電壓；

RT為定時電阻；

CT為定時電容；

Is為恒流充電電流；

f為振蕩頻率。C3637具有一個高速、帶寬為1MHz、輸出低阻抗的誤差放大器，既可以作為一般的快速運放，亦可作為反饋補償運放。UC3637實現(xiàn)其主要功能的就是兩個PWM比較器，實現(xiàn)電路如圖3所示。其他還有如欠壓封鎖，2.5V閾值控制等功能，這些功能在應用電路中也給予實現(xiàn)。

2 IR2110的結(jié)構與應用

IR2110的內(nèi)部功能框圖如圖4所示。它由三個部分組成：邏輯輸入，電平平移及輸出保護。IR2110具有獨立的低端和高端輸入通道；懸浮電源采用自舉電路，其高端工作電壓可達600V，在15V下靜態(tài)功耗僅116mW；輸出的電源端（腳3Vcc，即功率器件的柵極驅(qū)動電壓）電壓范圍10～20V；邏輯電源電壓范圍（腳9VDD）3.3～20V，可方便地與TTL或CMOS電平相匹配，而且邏輯電源地和功率地之間允許有±5V的偏移量；工作頻率高，可達100kHz；開通、關斷延遲小，分別為120ns和94ns；圖騰柱輸出峰值電流為2A。

下面分析高壓側(cè)懸浮驅(qū)動的自舉原理。

IR2110用于驅(qū)動半橋的電路如圖5所示。圖中C1及VD1分別為自舉電容和二極管，C2為Vcc的濾波電容。假定在S1關斷期間C1已充到足夠的電壓（Vc1≈Vcc）。當腳10（HIN）為高電平時VM1開通，VM2關斷，Vc1加到S1的門極和發(fā)射極之間，C1通過VM1，Rg1和S1柵極－發(fā)射極電容Cge1放電，Cge1被充電。此時Vc1可等效為一個電壓源。當腳10（HIN）為低電平時，VM2開通，VM1斷開，S1柵電荷經(jīng)Rg1，VM2迅速釋放，S1關斷。經(jīng)短暫的死區(qū)時間（td）之后，腳12（LIN）為高電平,S2開通，Vcc經(jīng)VD1，S2給C1充電，迅速為C1補充能量。如此循環(huán)反復。

圖4

    IR2110的不足是保護功能不夠及其自身不具有負偏壓。為此，給它外加了一個負偏壓電路，具體見圖6。

3 應用UC3637和IR2110構成控制驅(qū)動電路

圖6是IR2110構成的驅(qū)動電路。由圖6可見用兩片IR2110可以驅(qū)動一個逆變?nèi)珮螂娐?，它們可以共用同一個驅(qū)動電源而不須隔離，使驅(qū)動電路極其簡化。IR2110本身不能產(chǎn)生負偏壓。由驅(qū)動電路可見本電路在每個橋臂各加了負偏壓電路，以左半部為例，其工作過程如下：VDD上電后通過R1給C1充電，并在VW1的鉗位下形成＋5.1V電壓Vc1，當IR2110的腳1（LO）輸出為高電平時，下管有（VDD－5.1）V的驅(qū)動電壓，同時在下管關斷時下管的柵源之間形成一個－5.1V的偏壓；下管開通同時腳1（LO）輸出高電平通過Rg2，R2開通MOSFET讓C3進行充電;當IR2110的腳7（HO）輸出為高電平時，由C3放電提供上管開通電流，同時給C2充電并由VW2鉗位＋5.1V，下管關斷時Vc2即形成負偏壓。為了只用IR2110的保護功能，把腳11（SD）端接地。

圖7是用UC3637產(chǎn)生PWM波的電路。由圖7可知，這是一個開環(huán)小信號放大電路，因為，小信號的電壓幅值相對三角波幅值過低，所以，小信號先經(jīng)過UC3637本身的Error運算放大器進行放大，使其幅值約等于三角波的幅值。本電路沒有利用UC3637做死區(qū)，而是單獨作了一個死區(qū)延時。然后把放大的信號直接和三角波進行比較，分別在UC3637的腳4及腳7輸出反相的SPWM波，經(jīng)過死區(qū)延時電路、濾雜波電路、隔離電路送到IR2110驅(qū)動芯片。

圖6

    設計電路應注意以下問題：

1）UC3637的RT和CT要適當選擇，避免RT上的電流過大，損壞片子；

2）驅(qū)動電路中C2值要遠遠大于上管的柵源極之間的極間電容值；

圖7

    3）IR2110的自舉元件電容的選擇取決于開關頻率，VDD及功率MOSFET的柵源極的充電需要，二極管的耐壓值必須高于峰值電壓，其功耗應盡可能小并能快速恢復；4）IR2110的驅(qū)動脈沖上升沿取決于Rg，Rg值不能過大以免使其驅(qū)動脈沖的上升沿不陡，但也不能使驅(qū)動均值電流過大以免損壞IR2110；

5）當PWM產(chǎn)生電路是模擬電路時可以直接把信號接到IR2110；當用采數(shù)字信號時要考慮隔離；

6）注意直流偏磁問題。

4 實驗結(jié)果

由一個信號發(fā)生器模擬輸入，UC3637產(chǎn)生63kHz的三角波，直流母線電壓是220V。本電路分別在假性負載和壓電陶瓷負載下做實驗，輸出端輸出很好的放大信號。

圖8是在實驗室做單頻正弦輸入信號上下功率MOSFET的驅(qū)動波形，圖9是逆變橋的輸出。圖10也是輸出波形（時間參數(shù)變化），圖11是M=0.1時帶假性負載的負載波形。

真正的信號是一個隨機的信號，負載是一個壓電換聲器，本電路在M?1.0，變壓器變比為1∶7時，能使小信號放大到峰值3.2kV，輸出有效值能到680V，放大信號失真很小，滿足技術要求。由于高壓示波器沒有接口，而未能把負載兩端的波形拍出來。

5 結(jié)語

1）UC3637采用為數(shù)不多的集成電路，就可構成一個完整的逆變控制電路，控制電路簡單、實用，硬件投資不高，使用證明性能穩(wěn)定，可靠；

9、10和11圖

功率放大電路范文第3篇

關鍵詞：數(shù)字幅頻均衡 FPGA 功率放大器 前置放大 帶阻濾波器

中圖分類號： TN914.3 文獻標識碼：A 文章編號：1007-9416（2015）05-0000-00

聲音在電子設備拾取時或在音響設備傳送中，由于電子設備自身的原因而導致幅度對頻率的響應往往不同，經(jīng)放大器輸出后達不到原來的聽覺效果，數(shù)字均衡放大器是用來改善音頻頻率響應的設備。本文設計實現(xiàn)了一種高性能的數(shù)字幅頻均衡功率放大器，具有高增益、高帶寬和高效率等優(yōu)點。

1 系統(tǒng)方案

本系統(tǒng)的設計核心是數(shù)字幅頻均衡模塊和功率放大模塊。采用FPGA器件來實現(xiàn)參數(shù)可調(diào)數(shù)字濾波器的設計，F(xiàn)PGA器件具有研發(fā)周期短、運行速度快、參數(shù)精確可調(diào)等優(yōu)點；為了提升系統(tǒng)穩(wěn)定性，減少資源消耗，本設計采用多周期模式來實現(xiàn)FIR濾波算法算法；采用D類功率放大器實現(xiàn)功率放大。系統(tǒng)的構成框圖如圖1所示，包括前置放大電路、帶阻網(wǎng)絡、數(shù)模轉(zhuǎn)換電路、FIR數(shù)字濾波、數(shù)模轉(zhuǎn)換電路和 D 類功率放大器。

2 電路與數(shù)字處理算法設計

2.1 前置放大電路設計

一般音頻輸入信號的電壓有效值小于10mV，此時噪聲對信號的影響很大。對其噪聲消除是本放大器的重點。在降低噪聲影響主要采取三方面措施：第一，在該放大器前加上一級低噪聲射隨電路，保證輸入阻抗比較大，對小信號進行一級預處理；第二，在電路中加了多個濾波網(wǎng)絡，降低電源噪聲影響；第三，運放選用低噪聲運放NE5534和OPA2604。第一級以射隨，第二級和第三級采用反相放大方式，第二級放大20倍，第三級放大約40倍，信號總共放大為820倍。為了保證輸出阻抗600Ω，在輸出端串聯(lián)600Ω的電阻。電路如圖2所示。

2.2 功率放大電路設計

對數(shù)字均衡后的輸出信號進行功率放大采用的是D類功率放大器，由四個部分組成：三角波發(fā)生、比較電路、驅(qū)動電路和末級功率放大電路。首先使用積分器對信號進行積分，并通過比較器得到三角波，與輸入信號通過比較器進行比較得到調(diào)制波形。功率放大的核心電路是驅(qū)動電路和末級功率放大電路。由于IR2110兼有光耦隔離和電磁隔離的優(yōu)點，故采用IR2110來驅(qū)動末級功率場效應管；由于IRF3205具有開關速率快，導通電阻低的特點，適合于高效率，高開關頻率的功率放大，故采用IRF3205作為末級功率管使用，電路如圖3。

2.3 數(shù)字幅頻均衡器設計

采用CYCLONE系列EP1C6Q240C8芯片的FPGA作為數(shù)字幅頻均衡的核心處理器件，外擴A/D選用TI公司16位高精度模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADS850，外擴D/A選用TI公司16位數(shù)模轉(zhuǎn)換器DAC712。為了減少電路的復雜性提高采樣和輸出精度，結(jié)合采樣速率（根據(jù)奈奎斯特采樣定理，采樣速率應為輸入信號最高頻率的 2 倍以上），A/D采樣速率應選用40KHz以上，而為了在一個信號周期內(nèi)采樣更多個點，就必須采用高速A/D，高精度模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADS8505，其輸入電壓范圍為-10V～10V，數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換速率最高250kHz，內(nèi)置參考電壓源。為了使輸入阻抗達到600Ω，在模數(shù)電路前置由OPA277構成的射隨電路，射隨的正相端并聯(lián)600Ω電阻；數(shù)模轉(zhuǎn)換器DAC712，其輸出電壓范圍為-10V～10V，其輸出速率最高100kHz，內(nèi)置參考電壓源。為了讓輸出波形（20Hz～20kHz）平滑，輸出接三階無源 RC 濾波器，截止頻率設為25kHz。數(shù)字幅頻均衡器電路框圖如圖4。

2.4 數(shù)字處理算法設計

因有限脈沖響應（FIR）濾波器比較容易實現(xiàn)線性相位特性，故數(shù)字濾波器選用FIR濾波器。實現(xiàn)FIR濾波器算法的基本單元包括存儲單元、乘法單元、加法器和延遲單元等。存儲單元用于存儲濾波器的系數(shù)，可以通過仿真軟件MATLAB的FDATOOL來生成系數(shù)。由于需要比較穩(wěn)定的幅頻特性，在此采用更加穩(wěn)定的FIR濾波器。由于帶阻網(wǎng)絡的極點距離比較近，為了實現(xiàn)在不同的極點達到相應的均衡效果，需要設計高階FIR濾波器，才能達到更高的頻率分辨率。因為A/D采樣速率在96kHz，這里設計了2045 階FIR 濾波器，頻譜分辨率為96kHz/2045=46.9Hz，能夠滿足實際需要。為了在不同頻段達到不同的補償濾波效果，需要采用頻率采樣的設計方法來設計FIR濾波器，設計重點在于計算出FIR濾波器的系數(shù)。

3 軟件程序設計

均衡器設計的工作流程如圖5所示：

FPGA程序設計流圖6所示，F(xiàn)PGA提供A/D采集時鐘和D/A輸出時鐘控制，同時使用IP核配置2045階FIR數(shù)字濾波器模塊，并在程序中配置好與A/D和D/A的接口控制，從而輸出相應的均衡后的波形。

4 測試方法與測試結(jié)果

測試儀器：ENF2212函數(shù)發(fā)生器、四位半數(shù)字萬用表、TDS2000C型200MHz數(shù)字存儲示波器。

功率放大電路測試方法：正負電源電壓V+=15V，V- =- 15V，接8Ω負載，接入前置放大、帶阻網(wǎng)絡、數(shù)字均衡。通過示波器觀察功率放大器末級輸出電壓幅度，并在電路中串聯(lián)接入兩臺四位半萬用表（電流檔），觀察正負電源的電流值，同時觀察波形有無明顯失真。通過電壓幅度和電流值得到其輸出功率值，并計算此時的電源功耗，兩者的比值即為功率放大器的效率值。在此計算出輸出功率和電源功耗值，供參考。計算數(shù)據(jù)如表1。

波形失真觀察：在低頻20Hz處有輕微失真。

分析：在低頻20Hz有失真，是由于前級三角波發(fā)生電路的線性度不高，造成調(diào)制后的SPWM波形不純正，導致經(jīng)過末級功率放大器后輸出波形失真。

5 結(jié)語

本幅頻均衡功率放大器采用FPGA作為核心處理器件，能有效降低干擾對輸入信號的影響，測試表明各項參數(shù)均滿足系統(tǒng)要求，系統(tǒng)整體性能良好。

參考文獻

功率放大電路范文第4篇

關鍵詞：Ku波段 脈沖 功率放大器

中圖分類號：TN722.11 文獻標識碼：A 文章編號：1007-9416（2015）04-0132-01

1 引言

目前，微波固態(tài)功率放大器被廣泛應用于各種雷達、衛(wèi)星等各種民用和軍用領域，是整個無線通信系統(tǒng)中不可缺少的一個組成部分。隨著微波電路的廣泛應用和不斷發(fā)展，人們所能涉及到的頻率正不斷向更高的范圍延伸，所以對Ku波段中大功率固態(tài)功率放大器的設計和研制具有重大的意義。

2 設計過程

2.1 主要技術指標

（1）輸入連續(xù)波信號功率：大于13dBm；（2）頻率范圍：12.XX±0.1GHz；（3） 微波信號為脈沖調(diào)制方式；（4）峰值輸出功率不小于20W；（5）提供電源為14.8V±0.6V直流。

2.2 方案設計

根據(jù)給定的技術指標，先把微波功率放大器的框圖畫出，如圖1所示。微波功率放大器由四部分組成：微波開關、脈沖功放、脈沖形成電路以及電源模塊組成。

微波開關：將輸入的連續(xù)波信號進行脈沖調(diào)制。

脈沖形成電路：輸出所需要的TTL脈沖。

電源模塊：為微波功放以及微波開關分別供電。其中還包括漏控電路，電壓調(diào)整電路和正負電保護電路。

脈沖功放：將頻率源送來的13dBm的信號放大到脈沖功率大于等于20W輸出。

經(jīng)過搜索多個公司的產(chǎn)品，決定末級使用15W的微波功率砷化鎵場效應管。增益為6dB，1dB壓縮點輸出功率為42dBm。因為在所使用的頻段內(nèi)，15W的輸出已經(jīng)是目前砷化鎵產(chǎn)品中輸出功率最大的了。要達到技術要求的峰值功率20W，我們需要引入功率分配/合成網(wǎng)絡，通過2個15W功放管功率合成來達到目標值。具體的電路增益分配圖如圖2所示。

2.3 功率分配/合成器的設計

微帶功率分配/合成器選用了威爾金森功率分配器作為功分與合成網(wǎng)絡，可以根據(jù)理論公式算出R=2Z0=100Ω，Z02= Z03=Z0=70.7Ω。在ADS軟件中先建立電路模型，進行仿真優(yōu)化。隨后在momentum二維場中再進行優(yōu)化，得到如圖3所示的結(jié)構。仿真結(jié)果：S21、S31

3 實測結(jié)果

整個放大器聯(lián)調(diào)時，在未做任何調(diào)試時，中心頻率的輸出功率只有10W左右，未達到輸出20W的要求。經(jīng)過對偏置電路、功分合成網(wǎng)絡、放大器輸入輸出匹配等調(diào)試后，達到需要的指標。用峰值功率計的探頭以及30分貝衰減器測試 “信號輸出” 端口的功率。

4 結(jié)語

本課題設計了一個Ku波段20W脈沖功率放大器，選用了威爾金森功率分配器作為功率分配/合成網(wǎng)絡，仿真和實際測試結(jié)果相吻合，滿足技術指標要求。

參考文獻

[1]雷振亞.射頻/微波電路導論[M].西安：西安電子科技大學出版社，2005.

功率放大電路范文第5篇

關鍵詞：接口 脈寬調(diào)制 前置放大 低通濾波

1 緒論

1.1 音頻功率放大器的現(xiàn)狀

進入21世紀以后，各種便攜式的電子設備成為了電子設備的一種重要的發(fā)展趨勢。從作為通信工具的手機，到作為娛樂設備的MP3播放器，已經(jīng)成為差不多人人具備的便攜式電子設備。陸續(xù)將要普及的還有便攜式電視機，便攜式DVD等等。所有這些便攜式的電子設備的一個共同點，就是都有音頻輸出，也就是都需要有一個音頻放大器；另一個特點就是它們都是電池供電的，都希望能夠有較長的使用壽命。就是在這種需求的背景下，新型D類放大器被開發(fā)出來了。它的最大特點就是它能夠在保持最低的失真情況下得到最高的效率。此音頻功率放大器將被廣泛應用于可攜式產(chǎn)品、家庭AV設備、專業(yè)影音、汽車音響、平板電視、媒體播放器筆記本電腦和汽車音箱等多個領域。

音頻放大器不只是在便攜式的設備中需要，在大功率的電子設備中也需要。因為，功率越大，效率也就越重要。而隨著人們的居住條件的改善，高保真音響設備和更高檔的家庭影院也逐漸開始興起。在這些設備中，往往需要幾十瓦甚至幾百瓦的音頻功率。這時，低失真、高效率的音頻放大器就成為其中的關鍵部件。

2 總體設計與分析

2.1 設計任務與基本要求

設計一個基于USB接口的音頻功率放大器，功率放大器的電源電壓是+5V（電路其他部分的電源電壓不限），負載為8Ω電阻。

功率放大器：

（1）3dB通頻帶為300 ～3400Hz，輸出正弦信號無明顯失真。

（2）最大不失真輸出功率≥1W。

（3）輸入阻抗>10kΩ，電壓放大倍數(shù)1 ～20連續(xù)可調(diào)。

（4）低頻噪聲電壓（20kHz以下）≤10mV，在電壓放大倍數(shù)為10、輸入端對地交流短路時測量。

2.2 總體設計方案

根據(jù)設計任務的要求，本系統(tǒng)中的PWM調(diào)制器主要由三角波產(chǎn)生電路和比較器組成，設計采用的高速開關方式由驅(qū)動電路和H橋互補對稱輸出電路來實現(xiàn)，利用低通濾波器恢復原音頻信號。

2.3 方案論證與比較

2.3.1 音頻功放類型的選擇

音頻功率放大器設計的核心是功率放大部分，在音頻功率放大器的市場上，存在多種功率放大器如A類、B類、AB類、D類放大器。

（1）A類放大器晶體管總是處于導通狀態(tài)，晶體管會變得很熱，大部分功率都浪費在了產(chǎn)生熱量上。 B類放大器效率高于A類放大器，但存在相對較大的信號失真即會產(chǎn)生交越失真，會對聲音的音質(zhì)破壞嚴重。AB類放大器與B類放大器非常相似，雖然性能有所改善但AB類放大器的效率不如B類放大器高。

（2）新型D類放大器與上述放大器不同，它的兩只晶體管不會在同一時刻導通，因此產(chǎn)生的熱量很少，并且效率極高在理想情況下可達100%，而相比之下AB類放大器僅能達到78.5%，D類放大器的開關工作模式也減少了輸出信號的失真，另外它可以通過所有音頻帶寬內(nèi)（20Hz至20kHz）的信號，在所有頻率上增益保持不變，同時總諧波失真不超過1%。

通過以上比較，D類放大器不僅大幅度減少了輸出器件的功耗和減少了諧波失真，而且效率幾乎能達到90-95%，故此類功率放大器最好的選擇。

2.3.2 功率放大器實現(xiàn)電路的選擇

功率放大器工作在開關狀態(tài)下可以采用脈寬調(diào)制（PWM）模式，利用PWM能將音頻輸入信號轉(zhuǎn)換為高頻開關信號，再經(jīng)過高速開關電路把輸出的PWM信號變成高電壓、大電流的大功率PWM信號，最后經(jīng)過低通濾波電路還原成音頻信號。

（1）脈寬調(diào)制器（PWM）

采用如圖1所示方式實現(xiàn)。三角波及比較器分別采用通用集成電路，各部分的功能清晰，實現(xiàn)靈活便于調(diào)試。若合理的選擇器件參數(shù)，可使其在較低的電壓下工作。

圖1 原理方框圖

（2）高速開關電路

① 輸出方式確定。選用H橋型輸出方式（如圖2所示）。此方式可充分利用電源電壓，浮動輸出載波的峰-峰值可達10V，有效地提高了輸出效率，能達到題目所有標要求，故選用此輸出電路形式。

② 開關管的選擇。為提高功率放大器的效率和輸出效率，對它的要求是高速、低導通電阻、低損耗。選用VMOSFET管。VMOSFET管的驅(qū)動電路簡單，具有較小的驅(qū)動電流、低導通電阻及良好的開關特性，故選用高速VMOSFET管。

（3）濾波器的選擇

采用兩個相同的四階Butterworth低通濾波器，在保證20kHz頻帶的前提下使負載上的高頻載波電壓進一步得到衰減。