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電源電路的設(shè)計(jì)范文第1篇

關(guān)鍵詞：開關(guān)電源；過壓保護(hù)；過流保護(hù)；M51995A電源芯片

中圖分類號(hào)：TM13 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A 文章編號(hào)：2095-1302（2016）11-0-02

0 引 言

隨著時(shí)代的前進(jìn)與社會(huì)的發(fā)展，開關(guān)電源已逐漸代替?zhèn)鹘y(tǒng)的鐵心變壓器電源。開關(guān)電源的集成化與小型化正逐步成為發(fā)展趨勢[1-3]，開關(guān)電源更是在計(jì)算機(jī)、通信、電器等領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用[4]。但開關(guān)電源系統(tǒng)若無性能良好的保護(hù)電路便很容易導(dǎo)致儀器壽命的縮短甚至使儀器受到損壞。由此可見，為了能夠讓開關(guān)電源在惡劣環(huán)境以及突發(fā)故障的情況下安全穩(wěn)定的工作，保護(hù)電路的設(shè)計(jì)就顯得尤為重要。開關(guān)電源的基本結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示。

1 M51935AFP開關(guān)穩(wěn)壓芯片簡介

M51995A是一款開關(guān)電源初級(jí)PWM 控制芯片，專為AC/DC變換設(shè)計(jì)，芯片功能如表1所列。它主要包括振蕩器、PWM比較、反饋電壓檢測變換、PWM鎖存、過壓鎖存、欠壓鎖存、斷續(xù)工作電路、斷續(xù)方式和振蕩控制電路、驅(qū)動(dòng)輸出及內(nèi)部基準(zhǔn)電壓等。

M51995A既具有快速輸出和高頻振蕩能力，又具有快速響應(yīng)的電流限制功能[5]。此外，過流時(shí)采用斷續(xù)方式工作可以有效保護(hù)二次電路。該芯片的主要特征如下：

（1）工作頻率低于500 kHz；

（2）輸出電流能夠達(dá)到±2 A；

（3）輸出上升時(shí)間為60 s，下降時(shí)間為40 s；

（4）起動(dòng)電流比較小，典型值為90 A；

（5）起動(dòng)電壓為16 V，關(guān)閉電壓為10 V；

（6）起動(dòng)電壓和關(guān)閉電壓的壓差大；

（7）過流保護(hù)采用斷續(xù)方式工作；

（7）用脈沖方法快速限制電流；

（8）欠壓、過壓鎖存電路。

3 實(shí)驗(yàn)仿真分析

為進(jìn)一步驗(yàn)證所設(shè)計(jì)的開關(guān)電源保護(hù)電路的工作性能，我們采用計(jì)算機(jī)仿真軟件MultiSIM對所設(shè)計(jì)的保護(hù)電路做了軟件仿真測試。當(dāng)電源輸出電壓為60 Hz正弦波、有效值為24 V時(shí)，電源保護(hù)電路的光耦控制OVP端的信號(hào)輸出狀態(tài)如圖4所示。

圖4中的仿真結(jié)果表明，輸出電壓信號(hào)變化控制光耦的導(dǎo)通，從而控制了光耦OVP端的電壓輸出，當(dāng)電源輸出電壓在0 V-24 V期間時(shí)，光耦輸入端沒有電壓信號(hào)不導(dǎo)通，OVP端電壓為0，電路處于保護(hù)工作狀態(tài)；電壓在0+24 V期間時(shí)，光耦輸入端有電壓信號(hào)作用而導(dǎo)通，OVP端電壓為+5 V，電路處于正常工作狀態(tài)。當(dāng)輸出電壓過高時(shí)，OVP端電壓為0，電路處于保護(hù)工作狀態(tài)。40 V電壓信號(hào)的狀態(tài)圖如圖5所示。

實(shí)驗(yàn)仿真結(jié)果表明，當(dāng)電源輸出電壓范圍為0+24 V時(shí)，開關(guān)電源電路正常工作；當(dāng)電壓為負(fù)電壓時(shí)，光耦中的二極管反向截止，OVP端電壓為0，開關(guān)電源的保護(hù)電路工作，電源輸出為0；當(dāng)輸出電壓高于+24 V時(shí)，OVP端電壓為0，開關(guān)電源進(jìn)入保護(hù)電路工作狀態(tài)，電源輸出0。

4 結(jié) 語

本文基于M51995A電源芯片設(shè)計(jì)了開關(guān)電源的過壓和過流保護(hù)電路，通過計(jì)算機(jī)仿真結(jié)果表明，該電路設(shè)計(jì)合理，工作穩(wěn)定，電路設(shè)計(jì)可以有效降低電路的復(fù)雜程度和成本，能對開關(guān)電源電路進(jìn)行有效保護(hù)，從而使電源運(yùn)行安全可靠，設(shè)計(jì)完全能滿足系統(tǒng)性能的指標(biāo)要求。

參考文獻(xiàn)

[1] 歐浩源，丁志勇.電流控制型脈寬調(diào)制器UC3842在開關(guān)電源中的應(yīng)用[J]. 今日電子，2008（C00）：88-89.

[2] 王朕，潘孟春，單慶曉.UC3842應(yīng)用于電壓反饋電路中的探討[J].電源技術(shù)應(yīng)用，2004（8）：480-483.

[3] 關(guān)振源，張敏.基于電流型PWM控制器的隔離單端反激式開關(guān)電源[J].電子元器件應(yīng)用，2005（2）：21-23.

電源電路的設(shè)計(jì)范文第2篇

【關(guān)鍵詞】Multisim 雙電源 仿真分析

LM117/LM317 是美國國家半導(dǎo)體公司的三端可調(diào)正穩(wěn)壓器集成電路，LM117/LM317 的輸出電壓范圍是1.2V至37V，負(fù)載電流最大為1.5A。它的使用非常簡單，僅需兩個(gè)外接電阻來設(shè)置輸出電壓。此外它的線性調(diào)整率和負(fù)載調(diào)整率也比標(biāo)準(zhǔn)的固定穩(wěn)壓器好。LM117/LM317 內(nèi)置有過載保護(hù)、安全區(qū)保護(hù)等多種保護(hù)電路。通常LM117/LM317 不需要外接電容，使用輸出電容能改變瞬態(tài)響應(yīng)。調(diào)整端使用濾波電容能得到比標(biāo)準(zhǔn)三端穩(wěn)壓器高的多的紋波抑制比。利用LM117/LM317設(shè)計(jì)出正負(fù)連續(xù)可調(diào)的雙電源，通過實(shí)驗(yàn)測試和軟件仿真，基本上可以滿足絕大多數(shù)運(yùn)算放大器所需要的電壓幅度。

一、MultiSim仿真軟件簡介

MultiSim是一款將電子電路設(shè)計(jì)及其測試分析相集成的電路設(shè)計(jì)仿真軟件。它具備信號(hào)源、基本元器件、模擬數(shù)字集成電路、指示器件、控制部件、機(jī)電部件等各類元器件，可以對各類電路進(jìn)行仿真，并且提供十多種虛擬儀器（如示波器、萬用表、信號(hào)發(fā)生器、波特圖圖示儀、功率表等），以及18種仿真分析功能（如直流工作點(diǎn)分析、交流分析、瞬態(tài)分析、傅里葉分析、噪聲分析、直流掃描分析等）。由于元件庫中有若干個(gè)與實(shí)際元件相對應(yīng)的現(xiàn)實(shí)性仿真元件模型，配合強(qiáng)大的仿真分析，使結(jié)果更精確、更可靠。

二、直流穩(wěn)壓電源的理論基礎(chǔ)與電路設(shè)計(jì)原理分析

（一）直流穩(wěn)壓電源的理論基礎(chǔ)

電子設(shè)備都需要穩(wěn)定的直流電源供電，如基本放大電路中的集電極電源、運(yùn)算放大器的雙電源等。這樣，就需要將市電電網(wǎng)的交流電，變換為直流電。對于小功率的直流電源，它一般由電源變壓、整流電路、濾波電路和穩(wěn)壓電路組成。如圖1所示：

（二）直流穩(wěn)壓電源電路設(shè)計(jì)的基本原理

電源變壓器的作用時(shí)將220V的電網(wǎng)電壓變換成所需要的交流電壓值。

整流電路的作用是將交流降壓電路輸出的大小、方向都變化的電壓較低的交流電轉(zhuǎn)換成單向脈動(dòng)直流電。單相整流電路的類型有半波整流、橋式全波整流、中心抽頭全波整流等。

濾波電路的主要任務(wù)是將整流后的單向脈動(dòng)直流電壓中的紋波（單向脈動(dòng)直流電中含的交流成分）濾除掉，使單向脈動(dòng)電壓變成平滑的直流電壓。濾波電路的主要元件是電容和電感，以電容濾波電路最常用，其特點(diǎn)是電路簡單，輸出脈動(dòng)較小，輸出電壓平均值增大，但輸出電壓隨負(fù)載變化較大。采用電容濾波時(shí)，輸出電壓的脈動(dòng)程度與電容器的放電時(shí)間常數(shù)τ有關(guān)系，τ大一些，脈動(dòng)就小一些，多采用大容量的電解電容。電容的耐壓值應(yīng)大于它實(shí)際工作時(shí)所承受的最大電壓，耐壓值一般取所接工作電路電壓的1.5-2倍。為了降低輸出直流電壓的紋波系數(shù)（輸出電壓中交流分量占額定輸出直流電壓的百分比），正、負(fù)電源的濾波電路均采用一個(gè)1000μF/50V的電解電容。

濾波電路的輸出電壓雖已變得平滑，但輸出電壓隨負(fù)載變化較大，后面需接穩(wěn)壓電路。穩(wěn)壓電路的作用是當(dāng)交流電源電壓波動(dòng)、負(fù)載及溫度變化時(shí)，維持輸出穩(wěn)定的直流電壓。穩(wěn)壓電路的類型有分立元件穩(wěn)壓和集成穩(wěn)壓器穩(wěn)壓，分立元件穩(wěn)壓時(shí)，電路穩(wěn)定性不好，而集成穩(wěn)壓器穩(wěn)壓具有體積小、電路簡單、穩(wěn)壓精度高，可靠性高等優(yōu)點(diǎn)，被廣泛采用。選擇集成穩(wěn)壓器時(shí)應(yīng)先確定穩(wěn)壓器的類型，是固定式還是可調(diào)式，是正壓輸出還是負(fù)壓輸出，然后根據(jù)其額定電壓和額定電流選擇具體型號(hào)。

三、LM317、LM337正負(fù)連續(xù)可調(diào)的雙電源的仿真分析

運(yùn)行Multisim10，在繪圖編輯器中選擇變壓器、整流二極管、電阻、電容、電位器、三端可調(diào)穩(wěn)壓塊LM317、LM337等元件，組成LM317、LM337正負(fù)連續(xù)可調(diào)的雙電源電路。

調(diào)整電位器R5、R6，可以連續(xù)調(diào)節(jié)輸出電壓的大小。

其仿真的電路用波形如下圖所示。

四、結(jié)束語

應(yīng)用Multisim10仿真軟件進(jìn)行仿真教學(xué)，設(shè)計(jì)的雙直流穩(wěn)壓電源的電路具有結(jié)構(gòu)簡單、電源利用效率高、輸出電壓噪聲小、穩(wěn)定精度高、可靠性高等特點(diǎn)，可以滿足高精度形狀測量儀的電感測頭信號(hào)處理電路中運(yùn)算放大器的高穩(wěn)定性的雙電源需求，增強(qiáng)整個(gè)測量系統(tǒng)的工作穩(wěn)定性，最大限度地減小電源引起的測量誤差，提高測量精度。在課堂上使模擬電子技術(shù)教學(xué)更形象、靈活，更貼近工程實(shí)際，達(dá)到幫助學(xué)生理解原理，更好地掌握所學(xué)的知識(shí)的目的。尤其適用于綜合設(shè)計(jì)性實(shí)驗(yàn)項(xiàng)目，可有效克服傳統(tǒng)實(shí)驗(yàn)與實(shí)驗(yàn)室開放的局限。通過對雙直流穩(wěn)壓電源的分析設(shè)計(jì)、仿真測試可以看出，利用Multisim的虛擬電子實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，能實(shí)時(shí)直觀地反映電路設(shè)計(jì)的仿真結(jié)果，驗(yàn)證電路正確性，可縮短設(shè)計(jì)周期，提高設(shè)計(jì)成功率。

學(xué)生可據(jù)所學(xué)知識(shí)和能力，自選實(shí)驗(yàn)內(nèi)容，自行設(shè)計(jì)電路方案，進(jìn)行電路分析，從而掌握電子電路的設(shè)計(jì)與仿真分析過程，對提高學(xué)生動(dòng)手能力和分析問題、解決問題的能力、綜合設(shè)計(jì)能力和創(chuàng)新能力，具有重要的意義。

參考文獻(xiàn)：

電源電路的設(shè)計(jì)范文第3篇

關(guān)鍵詞：光伏發(fā)電系統(tǒng)；DC/DC仿真；DC/AC仿真

DOI：10.16640/ki.37-1222/t.2016.24.142

獨(dú)立型光伏發(fā)電系統(tǒng)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示，主要有太陽電池組件（方陣）、控制器、儲(chǔ)能蓄電池（組）、直流/交流逆變器等部分組成。光伏陣列發(fā)出的直流電通過器將其逆變?yōu)榻涣麟姽┙o負(fù)載，蓄電池將光伏陣列在白天發(fā)出的電能存儲(chǔ)起來，并在夜間和陰雨天給負(fù)載供電。

1 獨(dú)立型光伏發(fā)電系統(tǒng)構(gòu)成

1.1 光伏電池組

光伏電池板又稱太陽能電池板 Solar panel，是由若干個(gè)太陽能電池組件按一定方式組裝在一塊板上的組裝件，通常作為光伏方陣的一個(gè)單元。通常做法是把片單體多晶硅電池串聯(lián)在一起。在實(shí)際應(yīng)用時(shí)，根據(jù)負(fù)載要求，自由組合組件達(dá)到輸出功率的條件。

1.2 蓄電池組

蓄電池組是用電氣方式連接起來的用作能源的兩個(gè)或者多個(gè)單體蓄電池。白天太陽光照射到太陽能組件上，使太陽能電池組件產(chǎn)生一定幅度的直流電壓，把光能轉(zhuǎn)換為電能，再傳送給智能控制器，經(jīng)過智能控制器的過充保護(hù)，將太陽能組件傳來的電能輸送給蓄電池進(jìn)行儲(chǔ)存。

1.3 控制器

蓄電池充放電過程需要控制器來調(diào)節(jié)。光伏控制器是用于太陽能發(fā)電系統(tǒng)中，控制多路太陽能電池方陣對蓄電池充電以及蓄電池給太陽能逆變器負(fù)載供電的自動(dòng)控制設(shè)備。

1.4 逆變器

逆變器是一種由半導(dǎo)體器件組成的電力調(diào)整裝置，主要用于把直流電力轉(zhuǎn)換成交流電，一般由升壓回路和逆變橋式回路構(gòu)成。升壓回路把太陽電池的直流電壓升壓到逆變器輸出控制所需的直流電壓；逆變橋式回路則把升壓后的直流電壓等價(jià)地轉(zhuǎn)換成常用頻率的交流電壓。

2 獨(dú)立光伏發(fā)電系統(tǒng)逆變電源的要求

要求具有較高的效率。由于目前太陽電池的價(jià)格偏高，為了最大限度地利用太陽能電池，提高系統(tǒng)效率，必須設(shè)法提高逆變電源的效率。 要求具有較高的可靠性。目前光伏發(fā)電系統(tǒng)主要用于邊遠(yuǎn)地區(qū)，許多電站無人值守和維護(hù)，這就要求逆變電源具有合理的電路結(jié)構(gòu)，嚴(yán)格的元器件篩選，并要求逆變電源具備各種保護(hù)功能，如輸入直流極性接反保護(hù)，交流輸出短路保護(hù)，過熱，過載保護(hù)等。同時(shí)，逆變電源的輸出應(yīng)為失真度較小的正弦波。

3 單相獨(dú)立型光伏發(fā)電系統(tǒng)逆變電源主電路仿真

3.1 DC/DC變流電路仿真

直流升降壓斬波電路仿真模型如圖2所示，直流電源電壓為100V，負(fù)載為帶有電容濾波的電阻負(fù)載，電阻為2Ω ，濾波電容為1000μF 。開關(guān)采用IGBT，驅(qū)動(dòng)信號(hào)由“Pulse Generator”環(huán)節(jié)產(chǎn)生，驅(qū)動(dòng)信號(hào)頻率為1000Hz，占空比為50%。此時(shí)電路的仿真波形為圖3所示。

三幅波形中波形依次為驅(qū)動(dòng)信號(hào)、負(fù)載電流、負(fù)載電壓，此時(shí)電路已接近穩(wěn)態(tài)。

3.2 DC/AC逆變電路仿真

單相全橋逆變電路仿真模型如圖4所示，直流電源電壓為100V，負(fù)載為電阻電感負(fù)載，電阻為1Ω，電感為0.01H，開關(guān)采用MOSFET，逆變器工作頻率為50Hz，驅(qū)動(dòng)信號(hào)由兩個(gè)“Pulse Generator”環(huán)節(jié)產(chǎn)生，占空比為49.5%。此時(shí)電路的仿真波形為圖5所示。

三幅波形中波形依次為負(fù)載電流、負(fù)載電壓和開關(guān)管1的電壓和電流，此時(shí)電路已接近穩(wěn)態(tài)。

電源電路的設(shè)計(jì)范文第4篇

關(guān)鍵詞： 星載電源； 多路輸出開關(guān)電源； 小型化設(shè)計(jì)； 電路設(shè)計(jì)

中圖分類號(hào)： TN710?34 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼： A 文章編號(hào)： 1004?373X（2014）20?0145?03

Design of satellite?borne multi?channel output DC/DC converter

ZHANG Qian， LIU Ke?cheng， WANG Wei?guo

（Lanzhou Institute of Physics， Lanzhou 730000， China）

Abstract： A satellite?borne multi?channel output DC/DC converter is introduced. The method of the power supply design can meet the needs of most of the satellite?borne multi?channel output DC/DC converters. The design characteristics of the power supply are particularly introduced. The operating principle is analyzed. The design formulas are also given. The miniaturization design of the satellite?borne DC/DC converter was optimized. It can be widely used in satellite?borne multi?channel output DC/DC converters.

Keywords： satellite?borne power supply； multi?channel output DC/DC converter； miniaturization design； circuit design

隨著我國航天事業(yè)的發(fā)展，衛(wèi)星有效載荷的數(shù)量和種類越來越多，勢必要求與之相配套的開關(guān)電源的體積和重量進(jìn)一步減小。因此，開關(guān)電源的小型化設(shè)計(jì)成為目前星載開關(guān)電源研究的一個(gè)熱門課題。眾所周知，開關(guān)電源的小型化可以從優(yōu)化電路設(shè)計(jì)和采用新工藝兩個(gè)方面入手，例如采用混合厚膜工藝可以大幅度地減小電源的體積和重量，但國產(chǎn)混合厚膜開關(guān)電源在航天領(lǐng)域目前還處在推廣中，主要是其抗輻照性能對于高軌長壽命衛(wèi)星來說存在著一定的局限性。因此，采用表貼工藝的開關(guān)電源在航天領(lǐng)域依然具備廣闊的市場。這就要求必須在電路設(shè)計(jì)上進(jìn)行優(yōu)化，以滿足星載開關(guān)電源小型化的要求。本文介紹一種多路輸出開關(guān)電源，它采用不同拓?fù)浣M合的方式，能夠滿足星上大部分中小功率設(shè)備的供電需求。

1 星載多路輸出開關(guān)電源的幾種設(shè)計(jì)方案

1.1 單端反激式多路輸出開關(guān)電源

圖1所示單端反激式多路輸出開關(guān)電源的設(shè)計(jì)思路是：考慮到星載開關(guān)電源的磁隔離要求，采取前級(jí)自持預(yù)穩(wěn)壓，后級(jí)各路輸出進(jìn)行二次穩(wěn)壓的方式。反激式拓?fù)涞奶攸c(diǎn)是電路結(jié)構(gòu)簡單，易于實(shí)現(xiàn)多路輸出。如果不采用二次穩(wěn)壓，次級(jí)各路輸出的電壓和負(fù)載穩(wěn)定度不會(huì)優(yōu)于±3%，很難滿足星上大部分用電設(shè)備的需求，因此，常常會(huì)在輸出端進(jìn)行二次穩(wěn)壓。常用的方法是采用三端穩(wěn)壓器進(jìn)行二次穩(wěn)壓，這樣輸出各路電壓穩(wěn)定度優(yōu)于±1%，能夠滿足星上用電設(shè)備的需求，采用三端穩(wěn)壓器進(jìn)行二次穩(wěn)壓的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是如果用電設(shè)備對低頻干擾比較敏感，那么輸出后級(jí)采用三端穩(wěn)壓器進(jìn)行二次穩(wěn)壓還能有效隔離輸入端引入的低頻干擾，保證用電設(shè)備正常工作[1]。但是單端反激式多路輸出開關(guān)電源同樣有它的局限性，如果其中某一路輸出電流比較大，后級(jí)采用三端穩(wěn)壓器進(jìn)行二次穩(wěn)壓會(huì)造成很大的功耗，從而降低了電源的轉(zhuǎn)換效率，進(jìn)而影響了電源的工作壽命。

1.2 單端正激式多路輸出開關(guān)電源

圖2所示單端正激式多路輸出開關(guān)電源的設(shè)計(jì)思路是：主路輸出采用閉環(huán)直接反饋控制，輔輸出采用磁鏈耦合技術(shù)以改善輔路輸出的電壓和負(fù)載穩(wěn)定度。設(shè)計(jì)上一般主路輸出功率比較大，輔路輸出功率相對比較小，即便如此輔路輸出的電壓和負(fù)載穩(wěn)定度也不會(huì)優(yōu)于±5%，而且輔路輸出的功率越大，輔路輸出的穩(wěn)定度也越差。這種方案一般設(shè)計(jì)成3路電源，路數(shù)再多輔路輸出的穩(wěn)定度就無法接受了。總體上單端正激式多路輸出開關(guān)電源輔路輸出負(fù)載和電壓穩(wěn)定度要比單端反激式多路輸出開關(guān)電源各路輸出負(fù)載和電壓穩(wěn)定度差。

圖1 單端反激式多路輸出

圖2 單端正激式多路輸出開關(guān)電源

1.3 單端反激和單端正激相結(jié)合的多路輸出開關(guān)電源

從圖3可以看出電源由反激拓?fù)浜驼ね負(fù)浣M成，考慮到電源小型化的需求，電源共用一個(gè)消浪涌電路和輸入濾波電路。反激電路組成三路小電流輸出，后級(jí)各路輸出通過三端穩(wěn)壓器進(jìn)行進(jìn)一步穩(wěn)壓，反激主變壓器上繞制的兩個(gè)輔助繞組的輸出電壓給正激電路的PWM芯片供電，由于反激電路采取了前級(jí)預(yù)穩(wěn)壓，同時(shí)給PWM芯片供電的負(fù)載電流比較?。ㄐ∮?00 mA）。因此反激主變壓器上的兩個(gè)輔助繞組給PWM芯片的供電電壓非常穩(wěn)定，能夠滿足在不同條件下PWM芯片的供電要求。這種方案既滿足了星用開關(guān)電源的磁隔離要求，又避免了方案（1）中大負(fù)載電流下使用三端穩(wěn)壓器進(jìn)行二次穩(wěn)壓造成的功耗過大的問題，同時(shí)也解決了方案（2）中的輔路輸出穩(wěn)定度不高的問題。最大的優(yōu)點(diǎn)是這種方案不受路數(shù)上的限制，設(shè)計(jì)上可以把小電流各路全部在單端反激中輸出，大電流各路從單端正激中輸出。本文設(shè)計(jì)了一款五路輸出電源，其中18.5 V，±14.5 V負(fù)載電流小于1 A從三路反激電源中出；7.5 V，5.5 V負(fù)載電流比較大從正激電源中出，它們的PWM芯片供電電壓都是從三路反激電源的輔助繞組中輸出的。

2 關(guān)鍵電路參數(shù)設(shè)計(jì)

技術(shù)指標(biāo)如下：輸入電壓為DC 25～33 V；開關(guān)頻率為200 kHz；最大占空比為0.5；輸出電壓/電流為18.5 V/0.33 A， +14.5 V/0.3 A，-14.5 V/0.11 A，7.5 V/2.9 A，5.5 V/5.8 A；轉(zhuǎn)換效率≥78%。

圖3 單端反激和正激相結(jié)合的多路輸出開關(guān)電源

2.1 變壓器的設(shè)計(jì)

電源涉及反激電路和正激電路變壓器的設(shè)計(jì)，反激變換器的特點(diǎn)是當(dāng)主功率開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)變壓器原邊電感存儲(chǔ)能量，負(fù)載的能量從輸出濾波電路的電容處得到；而當(dāng)關(guān)斷時(shí)，變壓器原邊電感的能量將會(huì)傳送到副邊負(fù)載和它的濾波電容處，以補(bǔ)償濾波電容在開關(guān)導(dǎo)通狀態(tài)下消耗的能量[6]。具體設(shè)計(jì)如下：由于鐵氧體材料有很好的儲(chǔ)能和抑制信號(hào)傳輸過程中的尖峰和振鈴作用，因此采用這種材料作為變壓器磁芯是最好的選擇之一。綜合考慮反激電源的額定功率，轉(zhuǎn)換效率以及磁芯的窗口利用率，選擇RM8作為反激電源變壓器的磁芯。初級(jí)線圈的峰值電流為：

[Ipmax=2TPoTonmaxUiminη] （1）

式中：[Uimin]為變壓器初級(jí)輸入的最小直流電壓；T為開關(guān)電源周期；[Tonmax]為開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間；[Po]為輸出功率；η為變換效率。

初級(jí)線圈的電感為：

[Lp=UiminTonmax0Ipmax] （2）

初級(jí)繞組的匝數(shù)為：

[Np=UiminTonmaxScΔB×104] （3）

式中：[Sc]為磁芯有效截面積；[ΔB]為磁芯工作磁感應(yīng)強(qiáng)度。

初次級(jí)繞組匝數(shù)比為：

[L0≥（Uin-U0）U0TUinI0] （4）

式中：[UD]為輸出整流二極管，[Us]為次級(jí)輸出電壓。

次級(jí)繞組匝數(shù)為：

[n12=NpNs] （5）

變壓器氣隙為：

[Ig=μrN2pScLp] （6）

式中：[Ig]的單位為mm；[μr]=4π，[Sc]的單位為mm2；[Lp]的單位為mH。按照式（1）～式（6）計(jì)算得：[Ipmax]=3 A， [Lp]=16.7 μH， [Np]=7匝；18.5 V的匝數(shù)為9匝；±14.5 V時(shí)匝數(shù)為7匝。給PWM芯片供電的兩個(gè)輔助繞組的匝數(shù)為6匝，變壓器氣隙為0.24 mm。

正激電路變壓器的設(shè)計(jì)同樣需要綜合考慮電源的額定功率，轉(zhuǎn)換效率、磁芯的窗口利用率以及磁芯的最佳磁密度。7.5 V選擇RM6作為變壓器磁芯，5.5 V選擇RM8作為變壓器磁芯。初級(jí)繞組匝數(shù)為：

[Np=UiminTonmaxScΔB×104] （7）

式中：[Tonmax]的單位為s，[ΔB]的單位為T，[Sc]的單位為cm2。

次級(jí)繞組匝數(shù)為：

[Ns≥Np（Us+UD）DmaxUimin] （8）

式中[Dmax]為最大占空比。

按照式（7）～（8）計(jì)算得：7.5 V輸出[Np]為13匝，[Ns]為10匝；5.5 V輸出[Np]為8匝，[Ns]為5匝。變壓器導(dǎo)線電流密度取7～8 A/mm2。

2.2 輸出濾波電路的設(shè)計(jì)

反激變換器由于其主變壓器初級(jí)充當(dāng)了儲(chǔ)能電感的作用，因此其輸出各路可以不要差模電感，考慮到EMC的需要，可在輸出各路增加一個(gè)共模電感，反激變換器的輸出電容可由式（9）算出。

[C≥5TsU08UoppR] （9）

式中：[Ts]為電源周期；[U0]為電源各路額定電壓；[Uopp]為輸出紋波電壓，[R]為負(fù)載電阻，工程實(shí)際中還需要考慮電源的ESR值。

按照式（9）計(jì)算得：18.5 V輸出[C≥]21 μF，14.5 V輸出[C≥]19 μF，-14.5 V輸出[C≥]7 μF。正激變換器輸出差模電感工作在連續(xù)狀態(tài)其輸出紋波電壓小，工作在非連續(xù)狀態(tài)其輸出紋波電壓大。設(shè)計(jì)上一般將額定輸出電流的設(shè)定為電感連續(xù)和非連續(xù)工作狀態(tài)的臨界點(diǎn)，得到輸出差模電感的計(jì)算公式為：

[L0≥（Uin-U0）U0TUinI0] （10）

按照式（10）計(jì)算得：7.5 V輸出[L0]=57 μH，5.5 V輸出[L0]=20 μH。按照式（9）計(jì)算得各路輸出濾波電容：7.5 V輸出[C≥]169 μF，5.5 V輸出[C≥]365 μF。

2.3 關(guān)鍵點(diǎn)波形和數(shù)據(jù)

表1列出了反激電路兩個(gè)輔助繞組給正激電路PWM芯片供電的電壓在不同輸入電壓負(fù)載一定下的電壓值，表2列出了輸入電壓一定負(fù)載變化下的電壓值。

表1 不同輸入電壓負(fù)載一定下的電壓值 V

表2 輸入電壓一定負(fù)載變化下的電壓值 V

圖4 額定輸入下反激電路主開關(guān)管漏源波形

圖5 額定輸入下7.5 V正激電路主開關(guān)管漏源波形

3 結(jié) 論

本文介紹了一種新型的星用多路輸出開關(guān)電源，不僅有效地解決了傳統(tǒng)星用開關(guān)電源的一些弊病，同時(shí)在電源的小型化設(shè)計(jì)上具備一定的優(yōu)勢，在星用開關(guān)電源的應(yīng)用上具備廣闊的前景。

圖6 額定輸入下5.5 V正激電路主開關(guān)管漏源波形

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電源電路的設(shè)計(jì)范文第5篇

引言

設(shè)計(jì)一個(gè)具有良好動(dòng)態(tài)和靜態(tài)性能的開關(guān)電源時(shí)，控制環(huán)路的設(shè)計(jì)是很重要的一個(gè)部分。而環(huán)路的設(shè)計(jì)與主電路的拓?fù)浜蛥?shù)有極大關(guān)系。為了進(jìn)行穩(wěn)定性分析，有必要建立開關(guān)電源完整的小信號(hào)數(shù)學(xué)模型。在頻域模型下，波特圖提供了一種簡單方便的工程分析方法，可用來進(jìn)行環(huán)路增益的計(jì)算和穩(wěn)定性分析。由于開關(guān)電源本質(zhì)上是一個(gè)非線性的控制對象，因此，用解析的辦法建模只能近似建立其在穩(wěn)態(tài)時(shí)的小信號(hào)擾動(dòng)模型，而用該模型來解釋大范圍的擾動(dòng)（例如啟動(dòng)過程和負(fù)載劇烈變化過程）并不完全準(zhǔn)確。好在開關(guān)電源一般工作在穩(wěn)態(tài)，實(shí)踐表明，依據(jù)小信號(hào)擾動(dòng)模型設(shè)計(jì)出的控制電路，配合軟啟動(dòng)電路、限流電路、鉗位電路和其他輔助部分后，完全能使開關(guān)電源的性能滿足要求。開關(guān)電源一般采用Buck電路，工作在定頻PWM控制方式，本文以此為基礎(chǔ)進(jìn)行分析。采用其他拓?fù)涞拈_關(guān)電源分析方法類似。

1 Buck電路電感電流連續(xù)時(shí)的小信號(hào)模型

圖1為典型的Buck電路，為了簡化分析，假定功率開關(guān)管S和D1為理想開關(guān)，濾波電感L為理想電感（電阻為0），電路工作在連續(xù)電流模式（CCM）下。Re為濾波電容C的等效串聯(lián)電阻，Ro為負(fù)載電阻。各狀態(tài)變量的正方向定義如圖1中所示。

S導(dǎo)通時(shí)，對電感列狀態(tài)方程有

L(dil/dt)=Uin－Uo    （1）

S斷開，D1續(xù)流導(dǎo)通時(shí)，狀態(tài)方程變?yōu)?/p>

L(dil/dt)=－Uo    （2）

    占空比為D時(shí)，一個(gè)開關(guān)周期過程中，式（1）及式（2）分別持續(xù)了DTs和（1－D）Ts的時(shí)間（Ts為開關(guān)周期），因此，一個(gè)周期內(nèi)電感的平均狀態(tài)方程為

L(dil/dt)=D(Uin－Uo)＋(1－D)(－Uo)=DUin－Uo   （3）

穩(wěn)態(tài)時(shí)，=0，則DUin=Uo。這說明穩(wěn)態(tài)時(shí)輸出電壓是一個(gè)常數(shù)，其大小與占空比D和輸入電壓Uin成正比。

由于電路各狀態(tài)變量總是圍繞穩(wěn)態(tài)值波動(dòng)，因此，由式（3）得

L[d(il+il')/dt]=(D＋d)(Uin＋Uin')－(Uo＋Uo')    （4）

    式（4）由式（3）的穩(wěn)態(tài)值加小信號(hào)波動(dòng)值形成。上標(biāo)為波浪符的量為波動(dòng)量，d為D的波動(dòng)量。式（4）減式（3）并略去了兩個(gè)波動(dòng)量的乘積項(xiàng)得

L(dil'/dt)=DUin'＋dUin－Uo'    （5）

由圖1，又有

iL=C(duc/dt)＋Uo/R0    （6）

Uo=Uc＋ReC(duc/dt)    （7）

式（6）及式（7）不論電路工作在哪種狀態(tài)均成立。由式（6）及式（7）可得

iL＋ReC(dil/dt)=1/Ro(Uo＋CRo(duo/dt))    （8）

式（8）的推導(dǎo)中假設(shè)Re<<Ro。由于穩(wěn)態(tài)時(shí)dil/dt=0，dUo/dt=0，由式（8）得穩(wěn)態(tài)方程為iL=Uo/Ro。這說明穩(wěn)態(tài)時(shí)電感電流平均值全部流過負(fù)載。對式（8）中各變量附加小信號(hào)波動(dòng)量得

式（9）減式（8）得

iL+ReC(dil/dt)=1/Ro(Uo＋CRo(dUo/dt))    （10）

將式（10）進(jìn)行拉氏變換得

iL(s)=(Uo(s)/Ro)·[(1+sCRo)/(1+sCRe)]    (11)

(s)=（11）一般認(rèn)為在開關(guān)頻率的頻帶范圍內(nèi)輸入電壓是恒定的，即可假設(shè)=0并將其代入式（5），將式（5）進(jìn)行拉氏變換得

sLiL'(s)=d(s)Uin－Uo'(s)    （12）

由式（11），式（12）得

Uo'(s)/d(s)=Uin[(1+sCRe)/(s2LC+s(ReC+L/Ro)+1]    （13）

iL'(s)/d(s)=[(1+sCRo)/s2LC+s(ReC+L/Ro)+1]·Uin/Ro    （14）

式(13)，式(14)便為Buck電路在電感電流連續(xù)時(shí)的控制－輸出小信號(hào)傳遞函數(shù)。

2 電壓模式控制（VMC）

電壓模式控制方法僅采用單電壓環(huán)進(jìn)行校正，比較簡單，容易實(shí)現(xiàn)，可以滿足大多數(shù)情況下的性能要求，如圖2所示。

圖2中，當(dāng)電壓誤差放大器（E/A）增益較低、帶寬很窄時(shí)，Vc波形近似直流電平，并有

D=Vc/Vs    （15）

d=Vc'/Vs    （16）

式（16）為式（15）的小信號(hào)波動(dòng)方程。整個(gè)電路的環(huán)路結(jié)構(gòu)如圖3所示。圖3沒有考慮輸入電壓的變化，即假設(shè)Uin=0。圖3中，（一般為0）及分別為電壓給定與電壓輸出的小信號(hào)波動(dòng)；KFB=UREF/Uo，為反饋系數(shù)；誤差e為輸出采樣值偏離穩(wěn)態(tài)點(diǎn)的波動(dòng)值，經(jīng)電壓誤差放大器KEA放大后，得；KMOD為脈沖寬度調(diào)制器增益，KMOD=d/=1/Vs；KPWR為主電路增益，KPWR=/d=Uin；KLC為輸出濾波器傳遞函數(shù)，KLC=(1+sCRe)/[S2LC+s(ReC+L/Ro)+1]。

    在已知環(huán)路其他部分的傳遞函數(shù)表達(dá)式后，即可設(shè)計(jì)電壓誤差放大器了。由于KLC提供了一個(gè)零點(diǎn)和兩個(gè)諧振極點(diǎn)，因此，一般將E/A設(shè)計(jì)成PI調(diào)節(jié)器即可，KEA=KP(1＋ωz/s)。其中ωz用于消除穩(wěn)態(tài)誤差，一般取為KLC零極點(diǎn)的1/10以下；KP用于使剪切頻率處的開環(huán)增益以－20dB/十倍頻穿越0dB線，相角裕量略小于90°。

VMC方法有以下缺點(diǎn)：

1）沒有可預(yù)測輸入電壓影響的電壓前饋機(jī)制，對瞬變的輸入電壓響應(yīng)較慢，需要很高的環(huán)路增益；

2）對由L和C產(chǎn)生的二階極點(diǎn)（產(chǎn)生180°的相移）沒有構(gòu)成補(bǔ)償，動(dòng)態(tài)響應(yīng)較慢。

VMC的缺點(diǎn)可用下面將要介紹的CMC方法克服。

3 平均電流模式控制（AverageCMC）

平均電流模式控制含有電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)兩個(gè)環(huán)路，如圖4所示。電壓環(huán)提供電感電流的給定，電流環(huán)采用誤差放大器對送入的電感電流給定（Vcv）和反饋信號(hào)（iLRs）之差進(jìn)行比較、放大，得到的誤差放大器輸出Vc再和三角波Vs進(jìn)行比較，最后即得控制占空比的開關(guān)信號(hào)。圖4中Rs為采樣電阻。對于一個(gè)設(shè)計(jì)良好的電流誤差放大器，Vc不會(huì)是一個(gè)直流量，當(dāng)開關(guān)導(dǎo)通時(shí)，電感電流上升，會(huì)導(dǎo)致Vc下降；開關(guān)關(guān)斷，電感電流下降時(shí)，會(huì)導(dǎo)致Vc上升。電流環(huán)的設(shè)計(jì)原則是，不能使Vc上升斜率超過三角波的上升斜率，兩者斜率相等時(shí)就是最優(yōu)。原因是：如果Vc上升斜率超過三角波的上升斜率，會(huì)導(dǎo)致Vc峰值超過Vs的峰值，在下個(gè)周波時(shí)Vc和Vs就可能不會(huì)相交，造成次諧波振蕩。

采用斜坡匹配的方法進(jìn)行最優(yōu)設(shè)計(jì)后，PWM控制器的增益會(huì)隨占空比D的變化而變，如圖5所示。

當(dāng)D很大時(shí)，較小的Vc會(huì)引起D較大的改變，而D較小時(shí)，即使Vc變化很大，D的改變也不大，即增益下降。所以有

d=DV'/Vs    （17）

不妨設(shè)電壓環(huán)帶寬遠(yuǎn)低于電流環(huán)，則在分析電流環(huán)時(shí)Vcv為常數(shù)。當(dāng)Vc的上升斜率等于三角波斜率時(shí)，在開關(guān)頻率fs處,電流誤差放大器的增益GCA為

GCA[d(iLRs)/dt]=GCA(Vo/L)Rs=Vsfs    （18）

GCA=Vc'/(iL'Rs)=VsfsL/(UoRs)    （19）

高頻下，將式（14）分子中的“1”和分母中的低階項(xiàng)忽略，并化簡，得

iL'(s)=[d(s)Uin]/sL    （20）

由式（17）及式（20）有

(iL'Rs)/Vc'=[Rsd(s)Uin/(sL)]/[d(s)Vs/D]=(RsUinD)/(sLVs)    （21）

將式（19）與式（21）相乘，得整個(gè)電流環(huán)的開環(huán)傳遞函數(shù)為

(RsUinD/sLVs)·(VsfsL)/(UoRs)=fs/s    （22）

圖7

    將s=2πfc代入上式，并令上式等于1時(shí)，可得環(huán)路的剪切頻率fc=fs/(2π)。因此，可將電流環(huán)等效為延時(shí)時(shí)間常數(shù)為一個(gè)開關(guān)周期的純慣性環(huán)節(jié)，如圖6所示。顯然，當(dāng)電流誤差放大器的增益GCA小于最優(yōu)值時(shí)，電流響應(yīng)的延時(shí)將會(huì)更長。

GCA中一般要在fs處或更高頻處形成一個(gè)高頻極點(diǎn)，以使fs以后的電流環(huán)開環(huán)增益以－40dB/dec的斜率下降，這樣雖然使相角裕量稍變小，但可以消除電流反饋波形上的高頻毛刺的影響，提高電流環(huán)的抗干擾能力。低頻下一般要加一個(gè)零點(diǎn)，使電流環(huán)開環(huán)增益變大，減小穩(wěn)態(tài)誤差。

整個(gè)環(huán)路的結(jié)構(gòu)如圖7所示。其中KEA，KFB定義如前?？梢娤鄬MC而言（參見圖3），平均CMC消除了原來由濾波電感引起的極點(diǎn)（新增極點(diǎn)fs很大，對電壓環(huán)影響很?。?，將環(huán)路校正成了一階系統(tǒng),電壓環(huán)增益可以保持恒定，不隨輸入電壓Vin而變，外環(huán)設(shè)計(jì)變得更加容易。

4 峰值電流模式控制（PeakCMC）

平均CMC由于要采樣濾波電感的電流，有時(shí)顯得不太方便，因此，實(shí)踐中經(jīng)常采用一種變通的電流模式控制方法，即峰值CMC，如圖8所示。電壓外環(huán)輸出控制量（Vc）和由電感電流上升沿形成的斜坡波形(Vs)通過電壓比較器進(jìn)行比較后，直接得到開關(guān)管的關(guān)斷信號(hào)（開通信號(hào)由時(shí)鐘自動(dòng)給出），因此，電壓環(huán)的輸出控制量是電感電流的峰值給定量，由電感電流峰值控制占空比。

    峰值CMC控制的是電感電流的峰值，而不是電感電流（經(jīng)濾波后即負(fù)載電流），而峰值電流和平均電流之間存在誤差，因此，峰值CMC性能不如平均CMC。一般滿載時(shí)電感電流在導(dǎo)通期間的電流增量設(shè)計(jì)為額定電流的10％左右，因此，最好情況下峰值電感電流和平均值之間的誤差也有5％，負(fù)載越輕誤差越大，特別是進(jìn)入不連續(xù)電流（DCM）工作區(qū)后誤差將超過100％，系統(tǒng)有時(shí)可能會(huì)出現(xiàn)振蕩現(xiàn)象。在剪切頻率fc以下，由圖6可知平均CMC的電流環(huán)開環(huán)增益可升到很高（可以>1000），電流可完全得到控制，但峰值CMC的電流環(huán)開環(huán)增益只能保持在10以內(nèi)不變（峰值電流和平均值之間的誤差引起），因此，峰值CMC更適用于滿載場合。

峰值CMC的缺點(diǎn)還包括對噪音敏感，需要進(jìn)行斜坡補(bǔ)償解決次諧波振蕩等問題。但由于峰值CMC存在逐周波限流等特有的優(yōu)點(diǎn)，且容易通過脈沖電流互感器等簡單辦法復(fù)現(xiàn)電感電流峰值，因此，它在Buck電路中仍然得到了廣泛應(yīng)用。