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電源檢測范文第1篇

1、記錄移動電源總容量，在移動電源的外殼和說明書上即可查看；

2、給移動電源充滿電；

3、記錄手機電池容量，可通過查網(wǎng)站、查看說明書和打開電池蓋查看；

電源檢測范文第2篇

檢測分為三個步驟：

1、用萬用表的電阻檔測量220伏電源插頭和輸出端的電阻值，要求直流電阻不得低于100千歐，否則會觸電；

2、接通220伏交流電源，測量輸出端的各個組的電壓值；

電源檢測范文第3篇

關鍵詞:LCD;脈寬調制;開關電源;檢測;技法

中圖分類號:TN873文獻標識碼:A章編號:1009-3044(2010)03-748-02

Fault Detection and Maintenance of The LCD Display's Switching Power Based on SG6841

GAO Zi-li

(Xuzhou Radio&TV University, Xuzhou 221006, China)

Abstract: The LCD Display's switching power which is made up of SG6841 switching power driver is easily to break down when it works in a state of high frequency, high voltage boot or heavy current output. This article combines the working principle of the switching power circuit which formed by SG6841 and analyses and summarizes the fault detection and maintenance of the LCD display's switching power based on SG6841.

Key words: LCD; pulse width modulation(PWM); switching power; detection; technical skill

SG6841是一款高性能固定頻率電流模式控制器,屬于電流型單端PWM調制器,具有電路簡單、性能優(yōu)良、電壓調整率好等優(yōu)點,廣泛應用于LCD顯示器等電子設備中作開關電源驅動器件。在實際應用中該電路常易發(fā)生故障。加上控制電路和保護電路較復雜,且各部分電路互有牽連,這些都給電路故障的檢測帶來了一定的困難?，F(xiàn)結合電路的工作特點,通過對電路要點的解析,來闡述SG6841所組成的LCD顯示器開關電源的檢測方法與維修技巧。

1 SG6841的電路結構和工作原理

1.1 SG6841的電路結構

SG6841其內部主要由高壓啟動電流源、振蕩器、基準電壓發(fā)生器、功率輸出、保護及欠壓鎖定等電路組成,結構框圖如圖1所示。

SG6841各引腳功能:

①腳GND:接地端。

②腳FB:穩(wěn)壓反饋控制信號輸入端,外接 光耦用于控制PWM占空比實現(xiàn)穩(wěn)壓。

③腳Vin:啟動電壓輸入端,SG6841開始工作必須在該端要提供一個啟動電壓。

④腳Ri:振蕩頻率設定端,外接時間常數(shù)元件R來并提供一個恒定的電流,改變電阻阻值將改變PWM的頻率。

⑤腳RT:保護電路輸入端,用于高壓保護。

⑥腳Sense:開關管電流檢測信號輸入端,當電壓達到閾值時芯片會停止輸出,實現(xiàn)過流保護。

⑦腳VDD:電源電壓端。

⑧腳GATE:開關管激勵脈沖輸出端,采用圖騰柱式輸出電路可直接驅動MOSEFT晶體管。

1.2 SG6841的工作原理

1.2.1 啟動振蕩電路

將300V直流電壓VCC經(jīng)啟動電阻R1降壓后加到SG6841的引腳③Vin啟動電壓輸入端,并通過內部電阻對引腳⑦電源端外接電容充電,當VDD>16V時,啟動電源工作,啟動過程完成后反饋繞組感應電壓經(jīng)二極管D1整流和電容C1濾波后為SG6841提供維持正常工作的VDD電壓。內部振蕩器振蕩產(chǎn)生鋸齒波脈沖電壓去觸發(fā)控制SG6841內部PWM電路,并產(chǎn)生矩形開關激勵脈沖,該脈沖經(jīng)驅動放大后經(jīng)引腳⑧輸出,去控制MOS管使其工作在開關狀態(tài)。其PWM頻率范圍為50KHz～100KHz。通過引腳④Ri端外接時間常數(shù)元件R2來并提供一個恒定的電流,改變電阻阻值將改變PWM的頻率。

1.2.2 穩(wěn)壓控制電路

當輸出電壓升高時,通過電壓取樣和反饋回路去調節(jié),該電路主要通過電阻、光電耦合器IC102和電壓調節(jié)器IC103。當采樣電壓在與基準電壓比較后,經(jīng)誤差放大器放大,去控制光電耦合器,其輸出端接至SG6841的②腳FB端,經(jīng)內部電路處理,去控制使SG6841的⑧腳輸出驅動脈沖的占空比變小,輸出電壓下降,電壓穩(wěn)定。同樣,當輸出電壓降低時,使腳⑧腳出脈沖的占空比變大,輸出電壓上升,最終使輸出電壓穩(wěn)定在設定值。可見,FB端電壓越高, Gate端輸出脈寬也越寬占空比增大;FB端電壓越低, Gate端輸出脈寬也越窄占空比變小,從而實現(xiàn)PWM控制,使輸出電壓穩(wěn)定。

1.2.3 保護電路

該電路具有欠壓鎖定保護、過壓保護和開關管過流保護功能。

1) 欠壓鎖定保護

SG6841采用了欠壓鎖定電路,它的開啟電壓為16V,關閉電壓為10,當VDD16V時,比較器輸出為低電平,SG6841無法工作。當VDD升到16V時,欠壓鎖定器輸出為高電平,SG6841正常工作,同時MOS管導通,使比較器反向輸入端為10V。當VDD下降至10V時,欠壓鎖定器的輸出回到低電平,整個電路停止工作。SG6841的7腳端設置了一個32V的齊納二極管,保證內部電路絕對工作在32V以下,以防電壓過高損壞芯片。

2) 過壓保護

SG6841的⑤腳RT為保護電路輸入端,URT

3) 過流保護

電流通過輸出開關MOS管的源極串聯(lián)的取樣電阻Rs轉換成電壓。此電壓由電流取樣輸入端⑥腳Sense開關管最大電流檢測信號輸入端監(jiān)視,并與來自②腳的反饋控制信號FB端電平相比較。通常取樣電阻Rs為一小電阻。當負載短路或其它原因引起功率管電流增加,并使取樣電阻Rs上的電壓升高。當Sense端的電壓達到0.85V時,RS觸發(fā)器的R端輸入為低電平,從而Q非輸出低電平,SG6841即停止脈沖輸出,可以有效的保護功率管不受損壞,從而實現(xiàn)過流保護。

2 SG6841的電路關鍵點測試

2.1 啟動電路

300V直流電壓經(jīng)啟動電阻降壓送至SG6841的引腳③啟動端,因為SG6841 內部設有欠壓鎖定電路 , 其開啟和關閉閾值分別為 16V 和 10V,即該腳啟動時電壓必須高于16V,當此腳電壓低于10V的時候停止工作,只有當電壓再次高于16V的時候才會再次工作。在電路中,引腳③啟動電路端通過兩個1MΩ的電阻接至300V DC輸出端,可在AC輸入90V～264V的范圍內實現(xiàn)SG6841的有效啟動。在SG6841正常工作后,其引腳⑦VDD電源電壓端必須提供10V～30V電壓為芯片供電。

該點為故障多發(fā)點, 當啟動電壓不正常時,一般為啟動電阻阻值變大或燒壞;或外部相關的元器件損壞,如濾波電容漏電等,如果經(jīng)查均正常,則為SG6841損壞。

2.2 Sense電流檢測信號輸入端

引腳⑥Sense;為開關管最大電流檢測信號輸入端,當Sense端的電壓達到0.85V時,RS觸發(fā)器的R端輸入為低電平,從而Q非輸出低電平,SG6841即停止脈沖輸出,是電路停止工作。該檢測點為電流檢測控制點,當該點電壓升高時,應檢查相關檢測電路,判別是由于取樣電阻Rs阻值變化引起還是電流過大所造成的保護。改變Rs值即可改變其最大的輸出功率。該點電壓的變化可以有效的保護功率管不受損壞,從而實現(xiàn)過流保護。

2.3 RT保護電路輸入端

引腳⑤RT為保護電路輸入端,這時當URT

3 SG6841的電路故障檢測實例

例1優(yōu)派VE710S液晶顯示器故障現(xiàn)象:黑屏。

分析與檢修:開機測輸出端電壓沒有輸出,判斷電源不正常,進一步檢查C805兩端有300V電壓,測IC801各腳的電壓,引腳⑤RT保護電路輸入端電壓異常,正常值應大于1V,這時只有0.5V,保護電路動作,測量Q803基極電壓偏高,使Q803導通,初步判斷故障是由電源電壓過高引起的電路保護,關機后用萬用表歐姆檔測Q803和D808穩(wěn)壓管,經(jīng)查正常,懷疑穩(wěn)壓電路有問題,斷開D808使Q803截止,IC801引腳⑤保護解除,通電時要在交流電源輸入端接入交流調壓器并逐漸調高電壓,檢測電源輸出12V電壓是否正常,經(jīng)查12V電壓不穩(wěn)定,說明穩(wěn)壓電路有故障,檢測IC803 TL431 REF端電壓為2.7V,比正常值略高,斷電檢測采樣電阻R824和R825其阻值也正常,試更換IC802光電耦合器,故障排除。該故障為光耦性能不良所造成電源不穩(wěn)壓的故障,從而使電源保護電路動作,因此在維修時應注意各控制環(huán)路的作用,在斷開保護時應采用降壓供電的形式,查找出故障點,然后在恢復保護電路。

例2優(yōu)派VE710S液晶顯示器故障現(xiàn)象:全無。

分析與檢修:開機全無,指示二極管不亮,說明電源未工作。測C805兩端無300V電壓,發(fā)現(xiàn)保險絲F901燒黑斷裂。測Q801擊穿,R811燒斷;檢查整個電源,尤其是與電源管Q801相連接的元器件要逐一檢查,并將損壞元件全部更換,另需注意的是,只要電源管損壞,一般SG6841都將損壞,所以也要一并更換,元器件更換后,開機后一切正常。

本故障是由于電源開關管Q801擊穿,導致R811、保險絲F901燒毀,并導致SG6841燒毀,主要電源開關管擊穿,都將更換SG6841,這樣可以防止再次引起大面積的元件燒毀。

例3AOC LM729液晶顯示器故障現(xiàn)象:黑屏。

分析與檢修:通電開機測量電源無輸出,初步判斷電源停振不工作造成,經(jīng)查300V電壓正常,斷開電源,測量開關MOS管和發(fā)射極電阻阻值均正常。在通電測IC901 SG6841關鍵點電壓,引腳③啟動電路端經(jīng)測量電壓只有4.6V,正常值應為16.5V,該點電壓偏低,檢查啟動電阻R906發(fā)現(xiàn)阻值變大,用1MΩ電阻將R906更換后,開機恢復正常。

參考文獻:

[1] 楊恒.開關電源典型設計實例精選[M].北京:中國電力出版社,2007.

電源檢測范文第4篇

關鍵詞： 電容測量； ESR測量； BUCK變換器； 數(shù)字電源

中圖分類號： TN710?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2015）24?0148?04

An online monitoring method for output?end electrolytic capacitor of

switching mode power supply

LI Qi， YANG Biao， YU Hao， FENG Lian

（School of Information Engineering and Automation， Kunming University of Science and Technology， Kunming 650500， China）

Abstract： The performance degradation of the electrolytic capacitor in switching mode power supply is an important factor to result in power failure， so a method of monitoring the capacity of output?end aluminum electrolytic capacitor and series equivalent resistance （ESR） on line is proposed for the digital?controlled switching mode power supply in allusion to BUCK topology， which can realize the real?time monitoring to the performance degradation of the output?end capacitor. When the load occurs step decline， by integrating the current of the capacitor， the capacitance is calculated in combination with charge conservation theorem， and the ESR value of the capacitor is calculated based on the voltage in both ends in charging process of the capacitor. The method is verified by the experiment， in which STM32F4 is used as the controller. The results show that the proposed method can measure the ESR and capacitance， and monitor the performance degradation of the capacitor in real?time. The algorithm of the method has low complexity， simple hardware structure， little error and strong feasibility.

Keywords： capacitor measurement； ESR measurement； BUCK converter； digital power supply

0 引 言

開關電源是目前應用最廣泛的電源，應用表明電解電容的壽命是開關電源壽命的主要瓶頸。在工作過程中電解電容等效電路模型中的串聯(lián)等效電阻（ESR）會不斷增大，容量下降[1]，使得開關電源輸出紋波增加，甚至使電子、電氣設備損壞，造成損失。目前對鋁電解電容的失效機理與故障預測已經(jīng)有很多研究[1?3]，但預測電解電容壽命需要對開關電源的輸出紋波進行長期的監(jiān)測、統(tǒng)計，然而分析這些數(shù)據(jù)并得出預期壽命需要比較大的計算量與復雜的硬件電路，多用于工業(yè)生產(chǎn)成品開關電源的產(chǎn)品壽命預測。例如文獻[4]使用了CPLD和32位微控制器采樣紋波信號，基于改進的EMD算法和基于改進 EMD的Hilbert變換算法提出一種實時估測ESR值的方法，算法的時間和空間復雜度都很高。文獻[5]提出了一種基于開關電源穩(wěn)態(tài)輸出電壓紋波的監(jiān)測電容容量與ESR值的方法。在開關電源運行中進行硬件實時監(jiān)測是低成本的有效方案，可與上述電源壽命預測的方法相互補，達到了避免開關電源因電解電容退化而失效的目的。本文提出了一種在線式監(jiān)測開關電源輸出端鋁電解電容容量與ESR值的方法，以此監(jiān)測電容的退化情況。該方法不影響電源系統(tǒng)的正常運行并能很好地與現(xiàn)有的數(shù)字電源控制技術相結合，有一定的可行性，算法復雜度低。本文使用STM32F4作為控制器進行了實驗驗證，該方法有很好的實時性和一定的精確度。

1 電容容值的測量

1.1 理論基礎

如圖1所示，對于一個典型的BUCK拓撲的開關電源，其中Vi是輸入電壓，Vo是輸出電壓，Io是輸出電流，L是拓撲中電感的電感值，D是占空比，k為開關周期的次數(shù)。在處于穩(wěn)態(tài)時，電感電流iL（t）在開關管開通時以斜率[Vi-VoL]上升；在開關管關斷時以斜率[-VoL]下降[6]。

圖1 BUCK變換器的拓撲結構

電感電流在開關管QH開通、關斷時的表達式為：

[iLt=Vi-VoLt+Io-Vo1-D2Lfs， 0≤t

拓撲中的電容起到吸收電感電流iL（t）中交流分量的作用，使得輸出電流Io穩(wěn)定。

[iCt=iLt-Io] （2）

由式（2）可得電容電流iC（t）的表達式為：

[iCt=Vi-VoLt-Vo1-D2Lfs， 0≤t

如圖2所示，當負載電流io（t）在t1時刻發(fā)生向下的階躍變化，從Io1～Io2的變化量為Δi，而電感電流iL（t）不能突變，因此電容電流iC（t）也發(fā)生階躍變化，使得輸出端電容電壓Vo升高，達到Vom。

圖2 電感電流、負載電流與輸出端電壓的關系

劉雁飛等提出了電荷平衡法[7?9]，當負載發(fā)生階躍變化時，進行非線性控制，使得負載階躍變化前后電容充放電電荷平衡，從而使電容電壓回到穩(wěn)態(tài)輸出電壓Vref。本文所采用的監(jiān)測電容的方法基于電荷平衡的控制方法，當電源負載電流發(fā)生階躍變化時，強制開關管QH關斷，使得電感電流iL下降，跌落至負載電流Io2以下，這時相應的電容電流為：

[iCt=Vi-VoLt1-Vo1-D2Lfs-VoLt2， 0≤t1

這樣，根據(jù)t1～t2時刻的電流積分與測量到的電壓峰值Vom，基于電荷守恒定理可以得到式（5），由此式求得電容值C。

[C=t2t1iCtdtVomax-Vref] （5）

1.2 電容電流積分方法

在本文所提出的方法中，式（5）中電流積分的精確度很重要。檢測電容電流iC（t）需要添加額外的檢流電阻且會影響電源的性能，因此在假設電感電流紋波率很小的條件下，本文中電容電流通過其他量間接測得。

1.2.1 第一種方法

第一種方法假設輸出電壓Vo是理想的，基本不變，根據(jù)負載階躍下降時電流的變化量Δi和電感電流變化率[k=-VoL，]通過三角形面積公式即可求得電容電流的積分量，如下：

[t2t1iCtdt=Δi22k] （6）

1.2.2 第二種方法

第二種方法是從負載發(fā)生階躍下降時刻開始計時，測量從負載階躍下降時刻t1到電容電流過零時刻t2所用時間即T，結合電流階躍變化量Δi可得式（7），這樣根據(jù)式（5）便可求得電容值C。

[t2t1iCtdt=ΔiT2] （7）

1.2.3 斜率修正法

實際的輸出電壓Vo是變化的，為了準確地求解電感電流，以Vo為中間變量，在電感電流下降時得到式（8）。

[LdiLtdt=1Ct1t2iLt-Io2dt+ESRiLt-Io2] （8）

圖3中的理論值為使用式（8）中的微分方程來計算電容電流積分，從而得到的輸出電壓Vo曲線（其他參數(shù)：電容值C為100 μF，ESR的值為10 mΩ，電感值L為2 μH，輸出電壓Vo為1 V，電流階躍下降量Δi為4 A）?？梢姺椒ㄒ槐确椒ǘ`差大，但使用方法二需要對電流過零時間進行檢測，增加了額外的硬件電路。因此本文提出了電感電流斜率修正法，在方法一的基礎上預先對曲線積分近似法進行擬合，使用電感電流修正斜率kC，使得式（9）成立，這樣便可使用kC替代式（6）中的k計算電容電流積分。

[kC=Δi2t2t1iCtdt] （9）

圖3 兩種積分方法與理論值的對比

如圖4為使用修正斜率方法與方法二和理論值的誤差，可見選擇恰當?shù)膋C可使得積分誤差很小，但隨著電容退化，其容值C的下降，使用斜率修正法的誤差會逐漸向正方向增加；第二種方法的誤差也向正方向增加，但在一定電容容值范圍內斜率修正法造成的誤差比第二種方法小。

圖4 斜率修正方法與方法二的對比

2 ESR的測量

對于一個實際的電容，有如圖5（a）所示的理想元件等效模型[10]。其中ESR為串聯(lián)等效電阻，ESL為串聯(lián)等效電感，EPR為并聯(lián)等效電阻。通常EPR很大ESL很小，所以兩者可以忽略不計。由于電容中ESR的存在，實際測得的電容電壓值中還包含了ESR的電壓分量VESR。在開關切換瞬間突變的iC電流在ESR上產(chǎn)生電壓，而理想電容Creal兩端的電壓不能突變，使得在電容電流階躍變化時電容電壓也有小幅的階躍變化。如圖5（b）所示，ESR上的電壓隨著電容電流的下降而下降，在t2時刻，理想電容兩端的電壓VC等于輸出電壓Vo。

圖5 電容的理想元件等效模型與電壓關系

基于上文的斜率修正方法，電感電流以固定的斜率kC下降，根據(jù)三角形相似公式可以求出td時刻的理想電容電壓 VC（td）為：

[VCtd=Vom1-td2T2] （10）

因此在td時刻由測量的輸出電壓Vo（td），結合計算出的電感電流iL（td）即可由式（11）求得ESR的值RESR。

[RESR=Votd-VCtdio2-kCtd] （11）

在開關切換的一瞬間ESR所產(chǎn)生的電壓最大，此時還會有因開關管狀態(tài)切換而產(chǎn)生的電壓尖峰，因此測量時刻td應選擇在尖峰電壓產(chǎn)生的振蕩衰減之后。觸發(fā)電路及控制器的中斷響應會產(chǎn)生一定的延時，必要時還應額外的增加延遲。

3 實驗驗證

實驗電路參數(shù)如表1所示。

表1 實驗電路參數(shù)

本文使用STM32F407VG作為數(shù)字電源的控制器進行實驗，使用了前文所述的電感斜率修正的方法，圖6為算法流程圖。

圖7為電路框圖，其中電壓跟隨器與檢流放大器使用高精度儀表運算放大器INA128，微分電路使用LM358搭建，柵極驅動器使用IR2110S，峰值保持器使用AD783。

圖6 算法流程圖

圖7 系統(tǒng)結構框圖

在電源負載穩(wěn)定時，STM32F4作為電源的PID控制器，在負載發(fā)生階躍變化時微分電路將輸出脈沖觸發(fā)控制器的外部中斷EXIT1，使用STM32F4中三個獨立的ADC模塊采樣輸出電壓Vo、峰值電壓Vom與輸出電流Io。在中斷函數(shù)中，采樣輸出電壓Vo（td）、峰值電壓Vom、負載階躍變化前輸出電流Io1、負載階躍變化后輸出電流Io2，按前文方法可計算得到電容的RESR與電容值C。經(jīng)驗證，本文所提出的方法可以在5 μs內完成計算，具有一定的實時性。

表2為負載階躍減小Δi=5 A時的實驗結果，表3為負載階躍減小Δi=3 A時的實驗結果。

表2 Δi=5 A時的實驗結果

表3 Δi=3 A的實驗結果

4 結 語

通過電容的電荷守恒原理提出了一種在線式的監(jiān)測開關電源輸出端鋁電解電容容量與ESR值的方法，并基于BUCK拓撲進行了理論推導與實驗。本文對電容電流積分的計算方法進行了分析，并提出一種高精度的斜率修正方法。

仿真表明該方法精確度高，實驗驗證表明該方法算法復雜度低，有很好的實時性。但在電容值C較小、ESR值較大時仍有較大誤差，因此改進電容電流積分方法、提高電壓測量的精度仍然是后續(xù)研究工作的重點。此外，加入數(shù)據(jù)的統(tǒng)計處理功能，消除因外部干擾導致的不合理誤差也是很有必要的。

注：本文通訊作者為楊彪。

參考文獻

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[3] 劉鄭輝，席自強.基于Buck電路的開關電源紋波的計算和抑制[J].湖北工業(yè)大學學報，2007，22（5）：22?24.

[4] 王國輝，關永，鄭學艷，等.開關電源中鋁電解電容ESR實時估測[J].電源技術，2014，38（6）：1114?1117.

[5] YAO K， HU Wenbin， TANG Weijie， et al. A novel online ESR and C identification method for output capacitor of buck converter [C]// 2014 IEEE Energy Conversion Congress and Exposition. Pittsburgh： IEEE， 2014： 3476?3482.

[6] MANIKTALA S. Switching power aupplies A to Z [M]. USA： Butterworth?Heinemann， 2006.

[7] JIA L， WANG D， MEYER E， et al. A novel digital capacitor charge balance control algorithm with a practical extreme voltage detector [C]// 2010 IEEE Energy Conversion Congress and Exposition. Atlanta： IEEE， 2010： 514?521.

[8] MEYER E， LIU Y F. A practical minimum time control method for Buck converters based on capacitor charge balance [C]// 2008 Twenty?Third IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition. Austin： IEEE， 2008： 10?16.

（上接第151頁）

電源檢測范文第5篇

關鍵詞:霍爾元件補償電路磁場

中圖分類號:TM15文獻標識碼:A文章編號:1007-3973(2010) 08-112-01

1霍爾元件的組成與原理

霍爾傳感器是基于霍爾效應的一種傳感器。置于磁場中的靜止載流導體,當它的電流方向與磁場方向不一致時,載流導體上平行于電流和磁場方向上的兩個面之間產(chǎn)生電動勢,這種現(xiàn)象稱霍爾效應。該電勢稱霍爾電勢?；魻栯妱莸拇笮?,霍爾傳感器的霍爾常數(shù)是 ,霍爾常數(shù)與半導體材質有關,是由霍爾片的電阻率與電子遷移率決定的,所以最佳的材料是由半導體來制成,由直流電流激勵,霍爾片的靈敏度KH=R/d,根據(jù)霍爾效應得到霍爾電勢。

霍爾元件的結構很簡單,是由霍爾片、四根引線和殼體組成的,霍爾片是一塊矩形半導體單晶薄片,在長度方向焊有兩根控制電流端引線作為激勵電極,在另外的兩個面的中央以點的形式對稱的焊有兩個引線作為霍爾電極?；魻栐んw是用非導磁金屬、陶瓷或環(huán)氧樹脂封裝成。

霍爾元件分為線性特性和開關特性兩種,磁通計中的傳感器大多采用具有線性特性的霍爾元件,開關特性隨磁體本身的材料及形狀不同而異,低磁場時磁通飽和,直流無刷電動機的控制一般采用具有開關元件的霍爾傳感器。它還會產(chǎn)生不等位電勢,相應的也會有不等位電阻,原因是:霍爾電極安裝不對稱或不在同一等電位上;半導體材料不均勻;激勵電極接觸不良造成激勵電流不均勻。霍爾元件還存在負載特性,當霍爾電極間串聯(lián)有負載時,由于要流過霍爾電流,故在其內阻上產(chǎn)生壓降,實際的霍爾電勢比理論值略低。

2測量方法與電路

霍爾傳感器的基本測量電路,電源E提供激勵電流,可變電阻RP用于調節(jié)激勵電流I的大小,RL為輸出霍爾電勢uH的負載電阻,一般用于表征顯示儀表、記錄裝置或放大器的輸入阻抗。

3霍爾元件不等位電勢補償

不等位電勢與霍爾電勢具有相同的數(shù)量級,有時甚至超過霍爾電勢,而實用中要消除不等位電勢是極其困難的,因而必須采用補償辦法。分析不等位電勢時,可以把霍爾元件等效為一個電橋,用分析電橋平衡來補償不等位電勢。

當電橋平衡時,不等位電勢為零。實際上,由于激勵電極不在同一等位面上,此四個電阻阻值不相等,電橋不平衡,不等位電勢不為零,可以根據(jù)兩電極電位的高低,判斷應在某一橋壁上并聯(lián)一定的電阻,使電橋達到平衡,不等位電勢為零。

4恒流源供電

根據(jù)霍爾效應的原理,在電磁檢測時當輸入電流恒定,霍爾傳感器輸出的霍爾電勢僅由外界磁場的磁感應強度唯一決定,因而宜采用恒電流源作為其工作輸入電源。

霍爾傳感器的工作電流通常在2~5mA,一般采用LM334Z作為恒流源輸入。LM334Z是一種3端可調恒流源,輸出電流還有由外部電阻調節(jié)。但半導體材料對溫度變化比較敏感,因此通過一個二極管和電阻進行溫度補償,消除溫度對其輸出的影響。

電流I等于三路電流總和,根據(jù)給定溫度對電壓漂移的影響系數(shù)227uV/℃,二極管的溫度系數(shù)為2.5mV/℃。經(jīng)過基本電路分析計算可得

I=0.134U/Rp

其中U為LM334Z上的電壓。因此可以通過調節(jié)Rp的阻值來控制恒流源的輸出。

5霍爾傳感器的應用

根據(jù)式U=KHIB,霍爾傳感器的應用可以分為下述三個方面:

(1)當輸入電流恒定不變時,傳感器的輸出正比于磁感應強度。因此,凡是能轉換為磁感應強度B變化的物理量均可進行測量,如位移、角度、轉速和加速度等。

(2)當磁感應強度B保持恒定時,傳感器的輸出正比于控制電流I的變化。因此,凡是能轉換為電流變化的物理量均可進行測量和控制。

(3)由于霍爾電壓正比于控制電流I和磁感應強度B,所以凡是可以轉換成為乘法的物理量(如功率)都可以進行測量。

根據(jù)霍爾元件的原理可以做成位移傳感器、霍爾式汽車點火器和轉速器等。

在電磁場檢測方面,可以分別應用開關型霍爾和線性霍爾,不同的特性應用區(qū)別很大。線性霍爾元件可以根據(jù)實際的磁場強度來選擇相應的芯片來制作電磁傳感裝置,只是在傳感器的輸出時要加入調理電路,將信號變送為需要的電壓信號,具體的外部變送電路根據(jù)芯片資料提供的設計基本可以完成檢測要求。開關特性霍爾元件,應用范圍很廣,主要用于檢測脈沖信號或者計數(shù)的傳感器的設計。汽車電子的應用中很多,例如在汽車助力轉向裝置中用于檢測轉動方向與角度的轉角傳感器中,用開關型霍爾元件設計的用于計數(shù)的檢測,將計數(shù)結果交給單片機處理,根據(jù)每個脈沖所經(jīng)過的角度計算出轉向跟轉過的角度,輸出一個力矩給執(zhí)行裝置,達到助力轉向的目的。

在第五屆全國飛思卡爾杯智能車制作大賽中,基于電磁檢測的智能尋跡小車,對起跑線的檢測,可用開關型霍爾元件,其的電路很簡單,例如3144E,直接接入單片機I/O口就可以檢測的到信號,或者可以上拉到5V,檢測的效果不很明顯,最大高度也很低,可能會影響到車子的整體性能。干簧管檢測就很靈敏,而其檢測的最大高度較霍爾能好一些。

參考文獻: